专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有多输出的开关电源装置，特别涉及如下的开关电源装置针对没有从2次侧向1次侧进行电压稳定化的反馈控制的非稳定化输出，能够利用电力损失较少的手段来使电压稳定化。
背景技术：
以往，在一个变压器的2次侧具有2个电路以上的输出电压的开关电源中，为了在负载电力较大的输出侧得到稳定的恒压，一般采用如下结构向1次侧控制电路进行反馈控制，其他的输出电压经由降压器电路或斩波电路等的降压电路而分别得到稳定电压。但是，在上述结构中，无法避免始终产生基于降压器电路的电力损失或基于斩波电路的转换时的损失。图17示出在2次侧具有12V和24V的2个输出、且设24V输出为稳定化输出(以下，将向1次侧控制电路进行反馈的输出称为稳定化输出)、12V输出为非稳定化输出(以下，将不向1次侧控制电路进行反馈的其他输出称为非稳定化输出)时的12V输出电流对 12V输出电压特性的一例。图18示出在2次侧具有12V和MV的2个输出、且设24V输出为稳定化输出、12V输出为非稳定化输出时的24V输出电流对12V输出电压特性的一例。这样，非稳定化输出即12V输出的电压根据12V输出或24V输出的负载状态而变动。存在如下方法重视效率，对变压器的绕组电压和构造进行研究，减少2次侧绕组的变动，针对稳定化输出的电流变化抑制非稳定化输出的电压变动，但是，非稳定化输出的电压精度比稳定化输出的电压精度差，输出电压的变动范围广。进而，在稳定化输出的电流达到过电流区域的情况下，由于在变压器中存在的漏电感的影响，在非稳定化输出的变压器绕组中产生浪涌电压，非稳定化输出的电压大幅上升。并且，在构成为利用下电路使非稳定化输出实现稳定化的情况下，有时下电路的输入电压上升而超过最大额定电压。这里，为了改善上述问题，在下述专利文献1 3等的现有技术中，提出了如下方案经由下电路从较高压侧的输出向较低压侧的输出供给电力，从而改善非稳定化输出的电压精度。专利文献1 日本特开平4-33571号公报专利文献2 日本特开平3-82367号公报专利文献3 日本特开昭57-1四131号公报但是，在上述现有技术的方式中，经由产生较大电力损失的下电路从较高压侧的输出向较低压侧的输出供给电力，来改善非稳定化输出的电压精度，所以，存在电源效率差、且下电路的发热大的问题。并且，在上述现有技术的方式中，存在稳定化输出的电压与非稳定化输出的电压之间的大小关系受到制约的问题。即，在专利文献1、2的技术中，仅在(稳定化输出的电压)> (非稳定化输出的电压)的关系下，下电路进行动作，在专利文献3的技术中，仅在 (稳定化输出的电压)< (非稳定化输出的电压)的关系下，下电路进行动作。
并且，在上述现有技术的方式中，存在如下问题不具有针对动态负载变动来抑制直流输出电压的变动的效果。
发明内容
本发明的目的在于，鉴于上述问题点，提供实现了电源效率的提高、且提高了直流输出电压的精度的多输出的开关电源装置。本发明的开关电源装置将输入到1次侧的交流电源转换为2次侧的多个直流电源而输出，该开关电源装置的特征在于，所述多个直流电源中的一个直流电源是具有向1 次侧反馈其输出电压而实现稳定化的电压稳定化单元的稳定化输出，所述多个直流电源中剩余的其他直流电源是不具有向1次侧反馈其输出电压的电压稳定化单元的非稳定化输出，该开关电源装置具有转换器，在所述非稳定化输出的输出电压低于第1规定电压时，所述转换器从所述稳定化输出供给电力，在所述非稳定化输出的输出电压高于第2规定电压时，所述转换器从所述非稳定化输出向所述稳定化输出再生电力。并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述转换器是具有升压转换器功能和降压转换器功能的升降压转换器，并且，设定为所述稳定化输出的输出电压高于所述非稳定化输出的输出电压，在所述非稳定化输出的输出电压低于所述第1规定电压时，所述升降压转换器通过降压转换器功能降低所述稳定化输出的输出电压而向所述非稳定化输出供给电力，在所述非稳定化输出的输出电压高于所述第2规定电压时，所述升降压转换器通过升压转换器功能升高所述非稳定化输出的输出电压而将电力再生到所述稳定化输出中。并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述第1规定电压和所述第2规定电压被设定在使所述非稳定化输出的输出电压精度达到规定精度的确定的电压精度范围内，并且，被设定为所述第2规定电压比所述第1规定电压高规定电位差。并且，本发明的开关电源装置将输入到1次侧的交流电源转换为2次侧的多个直流电源而输出，该开关电源装置的特征在于，所述多个直流电源中的一个直流电源是具有向1次侧反馈其输出电压而实现稳定化的电压稳定化单元的稳定化输出，所述多个直流电源中剩余的其他直流电源是不具有向1次侧反馈其输出电压的电压稳定化单元的非稳定化输出，在所述稳定化输出与所述非稳定化输出之间连接有升降压转换器，所述升降压转换器具有交替地反复进行接通/断开的第1开关元件、第2开关元件以及电抗器，所述升降压转换器根据所述非稳定化输出的输出电压，在所述稳定输出和所述非稳定输出之间切换电力的授受。并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述升降压转换器以对应于所述稳定化输出的输出电压与所述非稳定化输出的输出电压之比的恒定的占空比，接通/断开所述第1开关元件和第2开关元件。并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述升降压转换器对所述第1开关元件和第2开关元件的占空比进行控制，使得所述非稳定化输出的输出电压成为规定电压。并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述升降压转换器具有对流过所述电抗器的电流进行检测的单元，在所述第1开关元件和第2开关元件各自的接通期间，以规定电流值对流过所述电抗器的电流进行限制。
并且，本发明的开关电源装置的特征在于，所述升降压转换器具有对流过所述电抗器的电流进行检测的单元，在所述第1开关元件和第2开关元件各自的接通期间，控制流过所述电抗器的电流的峰值，使得所述非稳定化输出的输出电压成为规定电压。根据本发明，能够提供实现了电源效率的提高、且提高了直流输出电压的精度的多输出的开关电源装置。
图1是本发明的实施例1的开关电源装置的电路结构图。图2是说明本发明的实施例的开关电源装置的输出电压特性的图。图3是本发明的实施例1的开关电源装置中的升降压转换器的电路结构图。图4是说明本发明的实施例1的开关电源装置中的升降压转换器的动作的图。图5是说明本发明的实施例1的开关电源装置中的升降压转换器的降压动作的图。图6是说明本发明的实施例1的开关电源装置中的升降压转换器的升压动作的图。图7是说明本发明的实施例1的开关电源装置的动态负载变动时的输出电压变动的图。图8是本发明的实施例2的开关电源装置中的升降压转换器的基本电路结构图。图9是说明本发明的实施例2的开关电源装置中的2次侧控制电路的动作的图。图10是说明本发明的实施例2的开关电源装置中的升降压转换器的动作的图。图11是说明本发明的实施例2的开关电源装置中的升降压转换器的降压动作的图。图12是说明本发明的实施例2的开关电源装置中的升降压转换器的升压动作的图。图13是本发明的实施例3的开关电源装置中的升降压转换器的基本电路结构图。图14是本发明的实施例4的开关电源装置中的升降压转换器的基本电路结构图。图15是本发明的实施例5的开关电源装置中的升降压转换器的基本电路结构图。图16是说明本发明的实施例5的开关电源装置中的升降压转换器的动作的图。图17是说明基于现有技术的开关电源装置的输出电压特性的图。图18是说明基于现有技术的开关电源装置的输出电压特性的图。
具体实施例方式接着，参照附图具体说明用于实施本发明的方式。实施例1图1是本发明的实施例1的包括升降压转换器的开关电源装置的结构图。图1所示的开关电源装置1所具有的电力转换电路是回描转换器，但是，这是例示，开关电源装置1的电力转换电路不限于回描转换器，只要是利用2次侧的多个绕组电压得到多输出的电力转换电路即可。并且，作为开关电源装置1，例示了在2次侧具有MV输出和12V输出、且设24V输出为稳定化输出、12V输出为非稳定化输出的多输出的开关电源装置，但是，不是限于该装置的意思，能够任意地决定哪个输出为稳定化输出、哪个输出为非稳定化输出。并且，多输出的设定电压当然不限于12V34V。下面，说明开关电源装置1的电路结构。在开关电源装置1的1次侧设有输入端子TMl、输入端子TM2，该输入端子TM1、TM2 与单相100V(50Hz、60Hz)商用电源等的交流电源2连接，并且，在开关电源装置1的2次侧设有24V输出端子TM3、12V输出端子TM4和GND端子，负载Ldl连接在24V输出端子TM3 与GND端子之间，负载Ld2连接在12V输出端子TM4与GND端子之间。交流电源2经由输入端子TMl、TM2与全波整流桥3连接，利用全波整流桥3将交流电源2的交流电压转换为直流电压。全波整流桥3的直流输出电压所包含的脉动量通过在全波整流桥3的正极/负极这两个输出端子之间连接的电容器C6而被平滑，成为脉动少的直流电压。开关电源装置1具有变压器Tl，该变压器Tl具有1次绕组Pl、2次绕组Si、S2、 3次绕组P2。全波整流桥3的正极输出端子与变压器Tl的1次绕组Pl的一个端子连接， 1次绕组Pl的另一个端子与开关元件即MOSFET Q3的漏极端子连接。并且，MOSFET Q3的源极端子经由电阻R2与全波整流桥3的负极输出端子(以下，将与全波整流桥3的负极输出端子连接的线称为接地电位GND1)连接。并且，在1次绕组Pl的另一个端子与接地电位 GNDl之间连接有电容器C5。并且，在1次绕组Pl的两个端子之间连接有串联体，该串联体是将电阻R3和电容器C4的并联体与顺方向为从1次绕组Pl的另一个端子朝向一个端子的二极管D6串联连接起来而构成的。变压器Tl的2次绕组Sl的一个端子与二极管D3的阳极端子连接，二极管D3的阴极端子与24V输出端子TM3连接。并且，在二极管D3的阴极端子与24V输出端子TM3之间连接有电容器Cl的一个端子，电容器Cl的另一个端子与开关电源装置1的输出接地端子GND (以下，将与输出接地端子GND连接的线称为接地电位GND2)连接。并且，变压器Tl 的2次绕组Sl的另一个端子与2次绕组S2的一个端子连接，2次绕组S2的另一个端子与接地电位GND2连接。这样，变压器Tl的2次绕组Sl和S2串联连接，并与由二极管D3和电容器Cl构成的整流平滑电路11连接，对24V输出端子TM3输出24V的直流电压。并且，变压器Tl的2次绕组Sl的另一个端子与2次绕组S2的一个端子连接，从该连接点取出分支并与二极管D4的阳极端子连接，二极管D4的阴极端子与12V输出端子 TM4连接。并且，在二极管D4的阴极端子与12V输出端子TM4之间连接有电容器C2的一个端子，电容器C2的另一个端子与接地电位GND2连接。这样，变压器Tl的2次绕组S2与由二极管D4和电容器C2构成的整流平滑电路12连接，对12V输出端子TM4输出12V的直流电压。1次侧控制电路4是对由变压器T1、M0SFET Q3等构成的电力转换电路即回描转换器进行控制的控制电路。1次侧控制电路4的电源由变压器Tl的3次绕组P2、二极管D5、 电容器C3、起动电阻Rl等生成而进行供给。 并且，对1次侧控制电路4反馈2次侧的24V输出的电压，使24V输出的电压实现稳定化。即，在24V输出端子与接地电位GND2之间连接有光电耦合器PC的发光侧与电压检测器6的串联体，光电耦合器PC的受光侧连接在1次侧控制电路4的控制输入端子与接地电位GNDl之间。
在24V输出和12V输出连接有使非稳定化输出实现稳定化的升降压转换器13a。 即，在二极管D3与24V输出端子TM3之间的连接点连接有开关元件Ql (P型M0SFET)的源极端子，开关元件Ql的漏极端子与开关元件Q2(N型M0SFET)的漏极端子连接，开关元件Q2 的源极端子与接地电位GND2连接。并且，在开关元件Ql、开关元件Q2分别反向并联连接有二极管D1、D2，以便能够流过与开关元件Q1、开关元件Q2的电流方向相反的方向的电流。 并且，在连接有开关元件Ql的漏极端子和开关元件Q2的漏极端子的连接点连接有电抗器 Ll的一个端子，电抗器Ll的另一个端子与12V输出端子TM4连接。在开关元件Ql和开关元件Q2的栅极端子分别连接有对这些开关元件进行接通/断开控制的2次侧控制电路fe 的控制端子。接着，说明如上所述构成的本实施例的开关电源装置1的动作。另外，本实施例的开关电源装置1的特征在于升降压转换器13a，除了升降压转换器13a以外的其他部分与一般广泛公知的使用回描转换器的电力转换电路相同，所以，这里省略其动作等的详细说明。首先，对未连接升降压转换器13a的情况下(现有技术的情况下)的12V输出和 24V输出的特性进行说明。在图2中，细单点划线示出12V输出的电压特性，与图17所示的特性相同。上侧的12V输出的电压特性示出针对24V输出为额定负载时的12V输出电流的12V输出电压特性。并且，下侧的12V输出的电压特性示出针对24V输出为轻负载(或无负载)时的12V 输出电流的12V输出电压特性。如图所示，12V输出电压具有如下特性在设24V输出电流恒定的条件时，随着12V输出电流的增加而降低。并且，12V输出电压具有如下特性受到 24V输出的负载状态的影响，随着24V输出从额定负载成为无负载，如图18所示电压降低。这样，即使12V输出电流恒定，12V输出也与24V输出的负载状态相关联，输出电压大幅变化，显著表现出所谓的交叉调节特性。例如在图2的例子中，24V输出为额定负载电流时的12V输出电压在输出电流为0%时，大约上升到14V，在100%的输出电流时，降低到 IOV IlV左右。在假设将12V输出电压的电压精度设定为5%以内(11.4V 12.6V)的情况下，完全不满足精度。接着，对为了应用本发明而将升降压转换器13a连接在24V输出线与12V输出线之间的图1的开关电源装置1的动作进行说明。在图2中，2个实线的特性示出应用了本发明的实施例的12V输出的电压特性。上侧的实线的特性是针对24V输出为额定负载时的12V输出电流的12V输出电压特性，下侧的实线的特性是针对24V输出为轻负载(或无负载)时的12V输出电流的12V输出电压特性。升降压转换器13a的功能在后面详细叙述，但是，在12V的输出电压低到第1规定电压(在图2的点划线所示的电压精度范围内设定的第1规定电压)以下的情况下，虽然也参照图5在后面详细叙述，但是，从24V输出线向12V输出线降压并供给不足电力(升降压转换器13a的降压转换器功能)。图2的向上的箭头示出该状况。并且，在12V的输出电压高到第2规定电压(在图2的点划线所示的电压精度范围内设定的第2规定电压)以上的情况下，虽然也参照图6在后面详细叙述，但是，从12V 输出线向24V输出线升压并再生过剩电力(升降压转换器13a的升压转换器功能)。图2 的向下的箭头示出该状况。
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这里，如图2所示，设第1规定电压和第2规定电压包含在12V输出电压精度以内， 设定为第2规定电压比第1规定电压高规定电位差。根据本实施例，通过上述升降压转换器13a的作用，能够将12V输出电压精度收敛在所要求的电压精度、例如5%以内。这里，叙述2次绕组Sl和S2的绕数比选定。整流平滑电路12以如下方式预先选定变压器Tl的2次绕组S1、S2的绕数比Sl S2:例如在24V输出为额定负载、12V输出为额定负载的条件下，12V输出电压输出例如IlV等的比12V稍低的电压。或者，以如下方式预先选定变压器Tl的2次绕组S1、S2的绕数比Sl S2:在24V输出为轻负载或无负载状态等的最小负载条件下，12V输出电压的最大值不超过由12V输出的电压精度所规定的上限值。图3是示出升降压转换器13a以及在该升降压转换器13a中进行控制以使12V输出实现稳定化的2次侧控制电路fe的更加详细的结构的图。在图3中，虚线框所示的部分示出2次侧控制电路5a。2次侧控制电路fe由运算放大器0P1、0P2、比较器CP1、CP2、基准电压Vrefl、三角波振荡器0SC、电阻R4 R10、电容器C7、C9等构成。在12V输出端子TM4与接地端子GND之间串联连接有电阻R4、R5、R6。因此，电阻 R4和R5的连接点的电压Vcvl成为以(R4) (R5+R6)的比对12V输出的电压进行分压后的电压，电阻R5和R6的连接点的电压Vcv2成为以(R4+I ) (R6)的比对12V输出的电压进行分压后的电压。而且，电阻R4和R5的连接点与运算放大器OPl的非反转输入端子连接，并且，电阻R5和R6的连接点与运算放大器0P2的非反转输入端子连接。针对运算放大器0P1、0P2的反转输入端子，分别经由电阻R8、RlO输入基准电压 Vref 1。在运算放大器OPl的输出端子与反转输入端子之间连接有电阻R7和电容器C7的串联体，作为负反馈阻抗，在运算放大器0P2的输出端子与反转输入端子之间连接有电阻R9 和电容器C9的串联体，作为负反馈阻抗。运算放大器OPl的输出端子与比较器CPl的非反转输入端子连接，运算放大器0P2的输出端子与比较器CP2的非反转输入端子连接。针对比较器CP1、CP2的反转输入端子输入来自三角波振荡器OSC的信号。而且， 比较器CPl的输出端子与开关元件Ql的栅极端子连接，比较器CP2的输出端子与开关元件 Q2的栅极端子连接。上述升降压转换器13a的结构内的作为降压转换器的电路由开关元件Ql、与开关元件Q2反向并联连接的二极管D2、电抗器Li、电容器C2构成。并且，上述升降压转换器13a的结构内的作为升压转换器的电路由开关元件Q2、 与开关元件Ql反向并联连接的二极管D1、电抗器Li、电容器C2构成。通过运算放大器0P1、0P2和比较器CP1、CP2来进行升压/降压转换器的动作切换。在12V输出的电压低于在图2所示的电压精度范围内设定的第1规定电压的情况下，升降压转换器13a在检测到该电压降低时，为了恢复12V输出的电压，以从MV输出向 12V输出供给电力的方式进行动作。从24V输出对12V输出供给电力，由此，恢复到第1规定电压。下面，详细说明升降压转换器13a的作为降压转换器的动作。如图3所示，通过在12V输出端子TM4与接地端子GND之间串联连接的电阻R4、 R5、R6，电阻R4和R5的连接点的电压得到以(R4) (R5+R6)的比对12V输出的电压进行分压后的电压Vcvl。通过运算放大器OPl取得该电压Vcvl与基准电压Vrefl之间的差分，成为运算放大器OPl的输出Vopl。运算放大器OPl的输出Vopl被输入到比较器CPl的非反转输入端子，与从三角波振荡器OSC输入的三角波信号进行比较。图4的期间Ta中的 VopUOSC图示了此时的运算放大器OPl的输出Vopl与三角波振荡器OSC的信号电压之间的关系。比较器CPl在运算放大器OPl的输出Vopl低于三角波信号OSC的期间，使其输出信号Vcpl为低电平信号，使开关元件Ql的栅极信号Vgl为接通信号(低电平信号)。该动作波形在图4的期间Ta中示出为信号波形Vgl。这里，当12V输出的电压慢慢上升时，运算放大器OPl的输出Vopl进一步上升，没有与三角波信号OSC交叉的期间，比较器CPl的输出Vcpl固定为高电平，开关元件Ql的栅极信号Vgl (=比较器CPl的输出Vcpl)依然为断开信号(高电平信号)(期间Tb、期间Tc)。升降压转换器13a的降压转换器将图3中的比较器CPl的输出信号Vgl作为接通信号(低电平信号)而供给到开关元件Ql的栅极时，开关元件Ql接通，如图5的电流il那样，电流从24V输出经由开关元件Q1、电抗器Li、12V输出端子TM4流到负载Ld2，从24V输出向12V输出供给电力。并且，将图3中的比较器CPl的输出信号Vgl作为断开信号(高电平信号)而供给到开关元件Ql的栅极时，开关元件Ql断开，流过电抗器Ll的电流il如图5的i2那样，经由电抗器Li、负载Ld2、二极管D2作为循环电流流动。此时，开关元件Q2 保持断开状态。随着12V输出的电压降低，开关元件Ql的接通期间的三角波信号OSC在一个周期中占据的比例变多，所以，由此，以从MV输出向12V输出供给的电力的比例变多的方式进行动作。在12V输出的电压高于在图2所示的电压精度范围内设定的第2规定电压的情况下，升降压转换器13a在检测到该电压上升时，为了恢复12V输出的电压，进行如下动作使 12V输出的电力再生到24V输出侧，使12V输出的电压降低到第2规定电压。12V输出向 24V输出再生并供给电力，由此，恢复为第2规定电压。下面，详细说明升降压转换器13a的作为升压转换器的动作。如图3所示，通过在12V输出端子TM4与接地端子GND之间串联连接的电阻R4、 R5、R6，电阻R5和R6的连接点的电压得到以(R4+I ) (R6)的比对12V输出的电压进行分压后的电压Vcv2。通过运算放大器0P2取得该电压Vcv2与基准电压Vref 1之间的差分， 成为运算放大器0P2的输出Vop2。运算放大器0P2的输出Vop2被输入到比较器CP2的非反转输入端子，与从三角波振荡器OSC输入的三角波信号进行比较。图4的期间Tc中的 Vop2、0SC图示了此时的运算放大器0P2的输出Vop2与三角波振荡器OSC的信号电压之间的关系。比较器CP2在运算放大器0P2的输出Vop2高于三角波信号OSC的期间，使其输出信号Vcp2为高电平信号，使开关元件Q2的栅极信号Vg2为接通信号(高电平信号)。该动作波形在图4的期间Tc中示出为信号波形Vg2。这里，当12V输出的电压慢慢上升时，运算放大器0P2的输出Vop2上升，与三角波信号OSC交叉的期间慢慢增加。比较器CP2的输出 Vcp2在放大器0P2的输出Vop2与三角波信号OSC交叉的期间输出高电平电压，所以，输出开关元件Q2的栅极信号Vg2即接通信号。另外，在图4所示的期间Ta和期间Tb中，没有运算放大器0P2的输出Vop2与三角波信号OSC交叉的期间，开关元件Q2的栅极信号Vg2依然为断开信号(低电平信号)。升降压转换器13a的升压转换器将图3中的比较器CP2的输出信号Vg2作为接通信号(高电平信号)而供给到开关元件Q2的栅极时，开关元件Q2接通，如图6的电流i3那样，电流从12V输出起在电抗器Li、开关元件Q2的循环中流动。并且，将图3中的比较器 CP2的输出信号Vg2作为断开信号(低电平信号)而供给到开关元件Q2的栅极时，开关元件Q2断开，流过电抗器Ll的电流如图6的电流i4那样，通过负载Ld2、电抗器Li、二极管 D1，12V输出的电流作为再生电流流到24V输出侧。此时，开关元件Ql保持断开状态。随着 12V输出的电压升高，开关元件Q2的接通期间的三角波信号OSC在一个周期中占据的比例变多，所以，由此，以从12V输出向MV输出再生的电力的比例变多的方式进行动作。如上所述，关于升压、降压转换器的动作切换，在运算放大器0P1、0P2的输入电压 Vcν 1和电压Vcv2的范围内进行切换，Vcν 1与Vcv2具有电位差，所以，无法同时进行升压转换器动作和降压转换器动作。并且，电压Vcvl和Vcv2的电压电平不同，但是，相当于图3 中的第1规定电压和第2规定电压。另外，图4中的期间Tb是开关元件Ql、开关元件Q2均不进行接通/断开动作的期间。通常，稳定化输出向1次侧进行反馈，所以，得到稳定的电压，但是，针对负载急剧变动这样的动态负载变动，由于反馈控制的控制延迟，过度地产生电压下降。针对该电压下降，本实施例也有效发挥作用，能够减少电压下降。根据本实施例，在动态负载变动的情况下，24V输出电压的电压骤降改善，12V输出电压也能够通过针对24V输出的电压再生来改善基于交叉调节影响的电压精度。图7示出使24V输出电流从10%左右的轻负载阶跃状变化为100%的额定负载时的、开关电源装置1(应用了本发明的本实施例)和未应用本发明的现有技术(图1中不具有升降压转换器13a的装置)的12V输出电压、24V输出电压的变化。根据图7，改善了 24V输出电压的基于负载急剧变动的过度的电压下降。并且，在24V负载为轻负载的时点，没有12V输出电压的剩余电力的去处，所以，残留有12V输出电压稍微上升的影响，但是，12V输出电压也向 24V输出再生电力，所以，能够改善基于交叉调节的影响而引起的电压精度的恶化。实施例2接着，说明本发明的实施例2。在本实施例中，代替图1所示的开关电源装置1的升降压转换器13a，如图8的升降压转换器1 那样构成。这里，不同之处在于，实施例1的升降压转换器13a中的开关元件Ql是P型M0SFET，与此相对，相当于该开关元件Ql的本实施例的开关元件Q21是N型M0SFET。S卩，在二极管D3与24V输出端子TM3的连接点连接有开关元件Q21的漏极端子，开关元件Q21的源极端子与开关元件Q2的漏极端子连接，开关元件Q2的源极端子与接地电位GND2连接。并且，在开关元件Q21、开关元件Q2分别反向并联连接有二极管D1、D2，以便能够流过与开关元件Q21、开关元件Q2的电流方向相反的方向的电流。二极管D1、D2也可以分别由开关元件Q21、开关元件Q2的寄生二极管代用。并且， 在连接开关元件Q21的源极端子与开关元件Q2的漏极端子的连接点连接有电抗器Ll的一个端子，电抗器Ll的另一个端子与12V输出端子TM4连接。在开关元件Q21和开关元件Q2 的栅极端子分别连接有对这些开关元件进行接通/断开控制的2次侧控制电路恥的控制端子。并且，相对于实施例1的2次侧控制电路fe，本实施例的2次侧控制电路恥的结构不同。另外，在实施例2中，通过逻辑的重新排列，开关元件Q21也可以是P型M0SFET。在本实施例中，在12V输出电压相对于24V输出电压的比率降低的情况下，参照图 11在后面详细叙述，但是，升降压转换器1 从24V输出线向12V输出线降压并供给不足电力(升降压转换器13b的降压转换器功能)。图2的向上的箭头示出该状况。并且，在12V输出电压相对于24V输出电压的比率上升的情况下，也参照图12在后面详细叙述，但是，升降压转换器1 从12V输出线向24V输出线升压并供给过剩电力 (升降压转换器13b的升压转换器功能)。图2的向下的箭头示出该状况。根据本实施例，通过上述升降压转换器1 的作用，能够将12V输出电压精度收敛在所要求的电压精度、例如5%以内。图8是示出升降压转换器13b以及在该升降压转换器1 中对开关元件Q21、开关元件Q2的接通/断开进行控制的2次侧控制电路恥的详细结构的图。在图8中，虚线框所示的部分示出2次侧控制电路恥。2次侧控制电路恥由比较器CP1、CP2、基准电压Vref2、 三角波振荡器0SC、电阻R24、R25、驱动器Hdr等构成。另外，虽然没有图示，但是，优选具有如下电路在开关元件Q21、Q2的接通断开控制中，设置在接通断开切换时不同时接通所述开关元件Q21、Q2的死时间期间。在基准电压Vref2的两端串联连接有电阻R24、R25。因此，电阻RM和R25的连接点的电压Vadj成为以R24 R25的比对基准电压Vref2的电压进行分压后的电压。而且，电阻RM和R25的连接点与比较器CPl的非反转输入端子和比较器CP2的反转输入端子连接。针对比较器CPl的反转输入端子和比较器CP2的非反转输入端子输入来自三角波振荡器OSC的信号。而且，比较器CPl的输出端子经由驱动器Hdr与开关元件Q21的栅极端子连接，该驱动器Hdr将比较器CPl输出的信号电平位移成以开关元件Q21的源极端子为基准的信号，比较器CP2的输出端子与开关元件Q2的栅极端子连接。下面，详细说明2次侧控制电路恥的动作。如图8所示，通过在基准电压Vref2与接地电位GND之间串联连接的电阻R24、 R25，电阻RM和R25的连接点的电压得到以R24 R25的比对基准电压Vref2的电压进行分压后的电压Vadj。该电压被输入到比较器CPl的非反转输入端子和比较器CP2的反转输入端子，与从三角波振荡器OSC输入的三角波信号进行比较。图9示出2次侧控制电路恥内部的动作波形。在电压Vadj高于三角波信号OSC 的期间，比较器CPl的输出成为高电平，将栅极信号Vg21作为接通信号经由驱动器Hdr输入到开关元件Q21。并且，比较器CP2的输出成为低电平，将栅极信号Vg2作为断开信号输入到开关元件Q2。在电压Vadj低于三角波信号OSC的期间，比较器CPl的输出成为低电平，将栅极信号Vg21作为断开信号经由驱动器Hdr输入到开关元件Q21。并且，比较器CP2 的输出成为高电平，将栅极信号Vg2作为接通信号输入到开关元件Q2。接着，下面详细说明这样动作的升降压转换器13b的动作。并且，为了成为更一般的说明，设2个输出中的输出电压高的输出(图1中为24V输出)为Vol、输出电压低的输出(图1中为12V输出)为Vo2进行说明。如上所述，开关元件Q21和开关元件Q2以恒定的占空比交替反复进行接通/断开。并且，该占空比能够根据电阻RM和R25的比率而设定为任意值。该占空比设定为Don = (Vo2/Vol)时更有效，例如在输出电压为24V和12V 的情况下，以12V/MV = 50%的方式设定电阻R24、R25。这样，开关元件Q21和开关元件Q2 以Don = (Vo2/Vol)反复进行接通/断开。下面，通过非稳定化输出即Vo2的输出电压分为3个状态进行说明。并且，在开关元件Q21、Q2和二极管Dl、D2中产生的电压降低与输出电压Vol、Vo2相比非常小，为了简化说明，忽略该电压降低来进行说明。首先，对非稳定化输出即输出Vo2为额定输出电压(图1中为12V)的负载条件时的动作进行说明。在开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时，对电抗器Ll施加输出 Vol与输出Vo2的电压之差即(Vol-Vo2)。当设升降压转换器13b的开关频率的一个周期为T时，此时，电抗器Ll的电流脉动ILl为ILl= {(Vol_Vo2)/Ll} XTX (Vo2/Vol)... (1)。接着，在开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时，在电抗器Ll中产生输出Vo2的电压。此时的电抗器Ll的电流脉动IL1’为IL1，= (Vo2/Ll) XTX {l-(Vo2/Vol)}... (2)。对(1)式、(2)式进行整理，这2个式子为相同式子。S卩，开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时以及开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时的电抗器Ll的电流脉动相同，可以说，在输出Vol与输出Vo2之间进行平均时，没有电力的移动。图10是示出非稳定化输出即输出Vo2的输出电压为额定输出电压时的升降压转换器13b的动作波形的图。如图10所示，电抗器Ll的电流以OA为中心在Vo2方向和Vol 方向上摆动，其平均电流为OA。接着，对非稳定化输出即输出Vo2为低于额定输出电压Vo2的电压VMa的负载条件时的动作进行说明。在开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时，对电抗器Ll施加输出 Vol与输出N。2的电压之差即(Vol-Vo2a)。此时的电抗器Ll的电流脉动ILla为ILla= {(Vol_Vo2a)/Li} XTX (Vo2/Vol)... (3)。接着，在开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时，在电抗器Ll中产生输出电压Vc^a。此时的电抗器Ll的电流脉动ILla’为ILla，= (Vo2a/Ll) XTX {l_(Vo2/Vol)}... (4)。这里，对(3)式进行变形将其代入⑷式进行整理时，成为T/Ll = ILlaXVol/{Vo2X (Vol-Vo2a)}— (3，)ILla，= ILlaX {Vo2aX (Vol-Vo2)} / {Vo2 X (Vol_Vo2a)}... (4，)Vo2 > Vo2a, (4’ )式的右边分子较小、分母较大，所以，ILla > ILla’成立。即，开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时的电抗器Ll的电流脉动大于开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时的电抗器Ll的电流脉动，电抗器 Ll的电流在从输出Vol向输出Vo2供给电力的方向上变化。图11是示出非稳定化输出即输出Vo2的输出电压低于额定输出电压时的升降压转换器13b的动作波形的图。如图11所示，电抗器Ll的电流偏向从输出Vol向输出Vo2 供给电力的方向。时刻t2的输出Vo2为Vc^a电压值，输出Vo2从输出Vol供给电力，由此，输出电压上升，在接近额定输出电压即Vo2的时刻t3时，电抗器Ll的电流脉动ILla和ILla’成为平衡稳定动作。并且，如图2所示，输出Vo2低于额定输出电压的负载条件为稳定化输出
13即Vol为轻负载或无负载状态时，但是，通过本发明的升降压转换器13b的动作，关于供给到非稳定化输出Vo2的电力，如果仅从稳定化输出Vol供给，则作为负载进行工作，所以，在进一步改善交叉调节特性的方向发挥功能。接着，对非稳定化输出即输出Vo2为高于额定输出电压Vo2的电压Vo2b的负载条件时的动作进行说明。在开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时，对电抗器Ll施加输出 Vol与输出N。2的电压之差即(Vol-Vo2b)。此时的电抗器Ll的电流脉动ILlb为ILlb= {(Vol_Vo2b)/Ll} XTX (Vo2/Vol)··· (5)。接着，在开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时，在电抗器Ll中产生输出Vo2b的电压。此时的电抗器Ll的电流脉动ILlb’为ILlb，= (Vo2b/Ll) XTX {l_(Vo2/Vol)}... (6)。这里，对(5)式进行变形将其代入(6)式进行整理时，成为T/Ll = ILlbXVol/{Vo2X (Vol_Vo2b)}... (5，)ILlb，= ILlbX {Vo2bX (Vol-Vo2)} / {Vo2X (Vol-Vo2b)}— (6，)Vo2 < Vo2b, (5’ )式的右边分子较大、分母较小，所以，ILlb < ILlb’成立。S卩，开关元件Q21为接通状态、开关元件Q2为断开状态时的电抗器Ll的电流脉动小于开关元件Q21为断开状态、开关元件Q2为接通状态时的电抗器Ll的电流脉动，电抗器 Ll的电流在从输出Vo2向输出Vol供给电力的方向上变化。图12是示出非稳定化输出即输出Vo2的输出电压高于额定输出电压时的升降压转换器13b的动作波形的图。如图12所示，电抗器Ll的电流偏向从输出Vo2向输出Vol 供给电力的方向。时刻t4的输出Vo2为Vo2b电压值，输出Vo2向输出Vol供给电力，由此，输出电压降低，在接近额定输出电压即Vo2的时刻t5时，电抗器Ll的电流脉动ILlb和ILlb’成为平衡稳定动作。并且，稳定化输出即Vol的负载越大，输出Vo2高于额定输出电压的负载条件越显著地表现出来，但是，通过本发明的升降压转换器13b的动作，从非稳定化输出 Vo2向稳定化输出Vol供给电力，由此，从2次绕组Sl向稳定化输出Vol供给的电力减少， 所以，在进一步改善交叉调节特性的方向发挥功能。实施例3接着，说明本发明的实施例3。图13是示出本发明的实施例3的升降压转换器13c 以及在该升降压转换器13c中对开关元件Q21、开关元件Q2的接通/断开进行控制的2次侧控制电路5c的更加详细的结构的图。在图13中，虚线框所示的部分示出2次侧控制电路5c。2次侧控制电路5c构成为，将图8的实施例2中的2次侧控制电路恥的电阻R24、 R25置换为电阻R36、R37、运算放大器0P31。在非稳定化输出即Vo2的两端串联连接有电阻R36、R37。因此，电阻R36和R37 的连接点的电压成为以R36 R37的比对输出Vo2的电压进行分压后的电压。而且，电阻 R36和R37的连接点与运算放大器0P31的反转输入端子连接。在运算放大器0P31的非反转输入端子连接有基准电压即Vref3。而且，运算放大器0P31输出对电阻R36和R37的连接点的电压与基准电压Vref3进行比较后的误差信号， 作为电压Vadj-a，输入到比较器CPl的非反转输入端子和比较器CP2的反转输入端子。除此之外的结构与图8所示的本发明的实施例2的2次侧控制电路5的结构相同，所以省略说明。下面，详细说明2次侧控制电路5c的动作。如图13所示，运算放大器0P31输出利用电阻R36、R37对非稳定化输出Vo2的电压进行分压后的电压与基准电压Vref3之间的误差信号，作为电压Vadj-a。该电压被输入到比较器CPl的非反转输入端子和比较器CP2的反转输入端子，与从三角波振荡器OSC输入的三角波信号进行比较。与实施例2同样，开关元件Q21和开关元件Q2以与电压Vadj-a 的电压对应的占空比交替地反复进行接通/断开。当电阻R36和R37的连接点的电压高于基准电压Vref3时，电压Vadj-a降低，当电阻R36和R37的连接点的电压低于基准电压 Vref3时，电压Vadj-a上升。即，当非稳定化输出Vo2上升时，开关元件Q21的接通周期变窄，当非稳定化输出Vol降低时，开关元件Q21的接通周期变宽。在图8所示的实施例2的2次侧控制电路中，开关元件Q21和开关元件Q2的占空比恒定。但是，实际上，由于在升降压转换器13中流过的电流，产生开关元件Q21、Q2、二极管D1、D2的电压降低，所以，在各开关元件的接通期间中，在电抗器Ll中产生的电压不同。 并且，在开关元件Q21和Q2的接通/断开的切换时，为了防止两个元件同时接通，一般存在两个元件断开的期间。因此，在实施例2的方法中，能够在例如5%等的电压精度内改善交叉调节特性，但是，无法完全控制为由开关元件Q21和开关元件Q2的占空比所设定的额定输出电压。但是，根据图13的实施例3，检测非稳定化输出即Vo2的电压，对开关元件Q21 和开关元件Q2的占空比进行控制，所以，能够得到更高精度的交叉调节特性。实施例4图14示出本发明的实施例4。图14所示的本发明的实施例4的升降压转换器13d 的电路结构相对于图13所示的本发明的实施例3的升降压转换器13c的电路结构，代替2 次侧控制电路5c的基准电压Vref3，成为将与输出电压Vol的两端串联连接的电阻R48、 R49的连接点与运算放大器0P31的非反转输入端子连接的2次侧控制电路5d。除此之外为完全相同的结构。理想的是，输出电压Vol和输出电压Vo2的关系为二次绕组Sl与二次绕组 (S1+S2)的绕数比倍的电压。因此，在稳定化输出Vol的电压由于电压检测器6的检测精度的偏差或过负载状态中的输出电压的降低等而变动的情况下，在二次绕组Sl中产生的电压也与其成比例地变动。因此，升降压转换器13d的控制电压(输入到运算放大器0P31的非反转输入端子的电压)也根据输出Vol的变动而变化，由此，较小地抑制了升降压转换器 13d处理的电力。针对图14所示的本发明的实施例4的2次侧控制电路5d的运算放大器0P31，输入利用电阻R48、R49对稳定化输出Vol的输出电压进行分压后的电压、以及利用电阻R36、 R37对非稳定化输出Vo2的电压进行分压后的电压，输出这2个电压的误差信号作为电压 Vadj-b。即，成为如下结构在稳定化输出Vol的输出电压变动的情况下，2次侧控制电路 5d的控制电压也变动。在设R37 = R49 = r的情况下，根据变压器Tl的2次绕组的绕数比 Sl S2求出电阻R36和R48的关系时，成为R48 = {SIXR36+ (S1-S2) Xr}/S2由此，能够以与二次绕组Sl和二次绕组S2的绕数比相同的比率，对输出电压Vol
15和输出电压Vo2进行控制。实施例5接着，说明本发明的实施例5。如图1所示，上述本发明的实施例采用如下结构在输出Vol与输出Vo2之间，连接有由开关元件Q21、开关元件Q2、电抗器Ll、2次侧控制电路fe 5d等构成的升降压转换器13a 13d，这是与以往一般使用的降压斩波器相同的电路结构。以往的降压斩波器对输出电压高的一侧的输出Vol进行降压，对输出Vo2输出全部电力，所以，在输出Vo2的电力较大的情况下，降压斩波器的电力损失较大，需要高价的开关元件和电抗器。与此相对，上述实施例1 4的升降压转换器13a 13d仅对非稳定化输出的电力的过不足量进行电力转换，所以，处理的电力非常小，能够使用便宜的开关元件和电抗器。但是，在成为过负载等的异常状态的情况下，在要将非稳定化输出控制为设定电压的情况下，必须流过升降压转换器13a 13d的电流增大，可能引起开关元件的破损等。图15是用于解决上述问题的本发明的实施例5。图15所示的本发明的实施例5 相对于图14所示的实施例4，在升降压转换器13e的电抗器Ll与电容器C2之间插入电流检测电阻R56，且2次侧控制电路k的结构不同。在电阻R56和电容器C2的连接点与GND端子之间串联连接有电阻R51、R52、R53， 电阻R51和R52的连接点作为电压Va输入到比较器CPl的反转输入端子，电阻R52和R53 的连接点作为电压Vb输入到比较器CP2的非反转输入端子。在电抗器Ll和电阻R56的连接点与GND端子之间串联连接有电阻肪4和R55，电阻肪4和R55的连接点作为电压Vc输入到比较器CPl的非反转输入端子和比较器CP2的反转输入端子。比较器CPl的输出端子与在上升沿中进行状态迁移的RS触发器FF的复位输入端子R连接，比较器CP2的输出端子输入到RS触发器FF的设置输入端子S。RS触发器FF的输出Q经由对信号进行电平位移的驱动器Hdr与开关元件Q21的栅极端子连接，输出-Q与开关元件Q2的栅极端子连接。与图14所示的实施例4同样，输出电压Vo2利用电阻R36、R37进行分压并与运算放大器0P31的反转输入端子连接，输出电压Vol利用电阻R48、R49进行分压并与运算放大器0P31的非反转输入端子连接。而且，运算放大器0P31的输出端子经由串联连接的电阻 R50和二极管D7，与电阻R51和R52的连接点连接。二极管D7成为阳极端子与电阻R51和 R52的连接点连接的朝向。下面，说明2次侧控制电路k的详细动作。图16示出升降压转换器k的动作波形。电阻R51和R52的连接点的电压Va成为利用(R51) (R52+R53)的比对输出电压 Vo2进行分压后的电压，电阻R52和R53的连接点的电压Vb成为利用(R52+R53) (R51) 的比对输出电压Vo2进行分压后的电压，是低于电压Va的电压。并且，电阻肪4和R55的连接点的电压Vc成为利用R54 R55的比对电抗器Ll和电阻R56的连接点与GND端子之间的电压进行分压后的电压。电阻R51 R55的电阻值设定为如下的电阻值在没有电阻 R56的电压降低、且在电阻R51和R52的连接点未连接二极管D7的情况下，电压Vc比电压 Va低几IOOmV左右。
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首先，在非稳定化输出Vo2低于设定电压即Vo2的情况下(图16的期间1)，运算放大器0P31的输出为高电平。在运算放大器0P31的输出端子与电阻R51、R52的连接点之间连接有二极管D7，所以，不会影响电阻R51和R52的连接点的电压Va以及电阻R52和 R53的连接点的电压Vb。因此，如上所述，在没有电阻R56的电压降低的情况下，成为电压 Vc低于电压Va的状态。在开关元件Q21为接通状态的情况下，在电抗器Ll中，在从输出Vol到输出Vo2 的方向流过电流，在电阻R56中产生电压降低，由此，电压Vc也上升。当电压Vc达到电压 Va时，比较器CPl的输出为高，RS触发器FF的输出反转，开关元件Q21切换为断开，开关元件Q2切换为接通。当开关元件Q21断开时，电抗器Ll的电流通过开关元件Q2放出到输出 Vo2,电抗器Ll的电流慢慢减少。与此相伴，电阻R56的电压降低也减少，电压Vc也降低。 当电压Vc降低到电压Vb时，比较器CP2的输出为高，RS触发器FF的输出反转，开关元件 Q2切换为断开，开关元件Q21再次切换为接通。如上所述，升降压转换器1 通过在开关元件Q21的接通期间流过电抗器Ll的电流的峰值和在开关元件Q2的接通期间流过电抗器Ll的电流的峰值，决定开关元件Q21、开关元件Q2的接通期间，由此，与图14的实施例4同样，能够实现从稳定化输出Vol向非稳定化输出Vo2供给不足电力的降压转换器的动作。并且，通过电阻R51 R55和电流检测用电阻R56的电阻值，能够限制从输出Vol流向输出Vo2的电流的最大值，所以，即使在过负载时等，也不会在升降压转换器13e中流过过大的电流，能够使用便宜的开关元件等。接着，在非稳定化输出Vo2高于设定电压即Vo2的情况下(图16的期间幻，运算放大器0P31的输出为低电平。在运算放大器0P31的输出为低电平时，通过电阻R50和二极管D7，从电阻R51、R52的连接点引出电流。从电阻R51和R52的连接点向运算放大器0P31 引出电流，由此，电阻R51和R52的连接点的电压Va以及电阻R52和R53的连接点的电压 Vb降低。电阻R50设定为如下的电阻值在该状态下，在没有电阻R56的电压降低的情况下，电压Vb比电压Vc低几IOOmV左右。在开关元件Q2为接通状态的情况下，对电抗器Ll施加输出Vo2的电压，从电容器 C2向电抗器Ll的方向流过电流。通过该电流，在电阻R56中产生电压降低，电压Vc降低。 当电压Vc达到电压Vb时，比较器CP2的输出为高电平，RS触发器FF的输出反转，开关元件Q2切换为断开，开关元件Q21切换为接通。当开关元件Q2断开时，电抗器Ll的电流通过开关元件Q21从输出Vo2放出到输出Vol，电抗器Ll的电流慢慢减少。与此相伴，电阻 R56的电压降低也减少，电压Vc上升。当电压Vc达到电压Va时，比较器CPl的输出为高电平，RS触发器FF的输出反转，开关元件Q21切换为断开，开关元件Q2再次切换为接通。如上所述，升降压转换器1 通过在开关元件Q2的接通期间流过电抗器Ll的电流的峰值和在开关元件Q21的接通期间流过电抗器Ll的电流的峰值，决定开关元件Q21、 开关元件Q2的接通期间，由此，与图14的实施例4同样，能够实现从稳定化输出Vo2向非稳定化输出Vol放出过剩电力的升压转换器的动作。并且，通过电阻R51 R55和R50、电流检测用电阻R56的电阻值，能够限制在开关元件Q2的接通期间从输出Vo2流向电抗器 Ll的电流的最大值，所以，即使在过负载时等，也不会在升降压转换器13e中流过过大的电流，能够使用便宜的开关元件等。在非稳定化输出Vo2为设定电压即Vo2的情况下(图16的期间2)，在输出Vo2中
17没有电力的过不足，所以，通过运算放大器0P31控制为使流过电抗器Ll的电流为OA的电压Va和电压Vb0以上，根据本发明的上述实施例，在非稳定化输出的电压降低或上升时，利用升降压转换器13a 1 在稳定化输出侧和非稳定化输出侧授受电力的不足量或过剩量，所以， 能够得到没有现有技术那样的电力损失的、电力效率良好的开关电源装置。并且，根据本发明的上述实施例，稳定化输出的电压与非稳定化输出的电压之间的大小关系不受制约。即，不产生仅在(稳定化输出的电压)> (非稳定化输出的电压) 的关系或(稳定化输出的电压)< (非稳定化输出的电压)的关系下进行动作的制约。因此，虽然还是设24V输出为稳定化输出、12V输出为非稳定化输出，但是，即使其关系相反， 也能够得到相同的效果。并且，根据本实施例，静态负载自不必说，针对动态负载变动，也能够抑制稳定化输出的过度的电压变动，使非稳定化输出的输出电压实现稳定化，具有提高非稳定化输出的电压精度的效果。并且，根据本发明的实施例5，能够限制在升降压转换器13e中流过的电流，能够由更便宜的开关元件、电抗器构成。以上，利用具体的实施例说明了本发明，但是，这些实施例是例示，本发明当然不限于这些实施例。标号说明1 开关电源装置；2 交流电源；3 全波整流桥；4 1次侧控制电路 k 2次侧控制电路；6 电压检测器；11、12 整流平滑电路；13a 13e 升降压转换器；Tl 变压器；Pl 变压器Tl的1次绕组；Si、S2 变压器Tl的2次绕组；P2 变压器Tl的3次绕组； Rl RlO 电阻；R24、R25、R36、R37、R48、R49、R50 R56 电阻；Cl C7、C9 电容器；Ll 电抗器；Dl D7 二极管；Q1、Q2、Q21 开关元件；Q3 =MOSFET ；PC 光电耦合器；TMUTM2 输入端子；TM3 :24V输出端子；TM4 :12V输出端子；GND :GND端子；GNDUGND2 接地电位；LdU Ld2 负载；OSC 三角波振荡器；OPU 0P2、0P31 运算放大器；CPU CP2 比较器；Vopl 运算放大器OPl的输出；Vop2 运算放大器0P2的输出；Vgl 开关元件Ql的栅极信号；Vg2 开关元件Q2的栅极信号；Vg21 开关元件Q21的栅极信号；Vrefl Vref3 基准电压；FF :RS触发器；Hdr 驱动器。
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权利要求
1.一种开关电源装置，其将输入到1次侧的交流电源转换为2次侧的多个直流电源而输出，该开关电源装置的特征在于，所述多个直流电源中的一个直流电源是具有向1次侧反馈其输出电压而实现稳定化的电压稳定化单元的稳定化输出，所述多个直流电源中剩余的其他直流电源是不具有向1次侧反馈其输出电压的电压稳定化单元的非稳定化输出，该开关电源装置具有转换器，在所述非稳定化输出的输出电压低于第1规定电压时， 所述转换器从所述稳定化输出供给电力，在所述非稳定化输出的输出电压高于第2规定电压时，所述转换器将电力从所述非稳定化输出再生到所述稳定化输出中。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述转换器是具有升压转换器功能和降压转换器功能的升降压转换器，并且，被设定为所述稳定化输出的输出电压高于所述非稳定化输出的输出电压，在所述非稳定化输出的输出电压低于所述第1规定电压时，所述升降压转换器通过降压转换器功能降低所述稳定化输出的输出电压而向所述非稳定化输出供给电力，在所述非稳定化输出的输出电压高于所述第2规定电压时，所述升降压转换器通过升压转换器功能升高所述非稳定化输出的输出电压而将电力再生到所述稳定化输出中。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1规定电压和所述第2规定电压被设定在使所述非稳定化输出的输出电压精度达到规定精度的确定的电压精度范围内，并且，被设定为所述第2规定电压比所述第1规定电压高规定电位差。
4.一种开关电源装置，其将输入到1次侧的交流电源转换为2次侧的多个直流电源而输出，该开关电源装置的特征在于，所述多个直流电源中的一个直流电源是具有向1次侧反馈其输出电压而实现稳定化的电压稳定化单元的稳定化输出，所述多个直流电源中剩余的其他直流电源是不具有向1 次侧反馈其输出电压的电压稳定化单元的非稳定化输出，在所述稳定化输出与所述非稳定化输出之间连接有具有交替地反复进行接通/断开的第1开关元件、第2开关元件以及电抗器的升降压转换器，所述升降压转换器根据所述非稳定化输出的输出电压，在所述稳定输出与所述非稳定输出之间切换电力的授受。
5.根据权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，所述升降压转换器以对应于所述稳定化输出的输出电压与所述非稳定化输出的输出电压之比的恒定的占空比接通/断开所述第1开关元件和第2开关元件。
6.根据权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，所述升降压转换器对所述第1开关元件和第2开关元件的占空比进行控制，使得所述非稳定化输出的输出电压成为规定电压。
7.根据权利要求4 6中的任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述升降压转换器具有对流过所述电抗器的电流进行检测的单元，在所述第1开关元件和第2开关元件各自的接通期间，按规定电流值对流过所述电抗器的电流进行限制。
8.根据权利要求4 6中的任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述升降压转换器具有对流过所述电抗器的电流进行检测的单元，在所述第1开关元件和第2开关元件各自的接通期间，控制流过所述电抗器的电流的峰值，使得所述非稳定化输出的输出电压成为规定电压。
全文摘要
本发明提供开关电源装置。现有的多输出开关电源装置经由产生较大电力损失的下电路从较高压侧的输出向较低压侧的输出供给电力，来改善非稳定化输出的电压精度，所以，电源效率差，降压器电路的发热也大。2次侧的多个直流电源中的一个直流电源是具有向1次侧控制电路(4)反馈其输出电压而实现稳定化的电压稳定化单元的稳定化输出(24V输出端子TM3)，所述多个直流电源中剩余的其他直流电源是不具有向1次侧反馈其输出电压的电压稳定化单元的非稳定化输出(12V输出端子TM4)，在非稳定化输出的输出与稳定化输出的输出之间具有升降压转换器，根据非稳定化输出电压进行各输出之间的电力授受，改善非稳定化输出的电压精度。
文档编号H02M3/28GK102224665SQ200980147080
公开日2011年10月19日 申请日期2009年12月17日 优先权日2009年2月2日
发明者京野羊一, 佐藤真 申请人:三垦电气株式会社