专利名称：全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小调制方法
技术领域：
本发明所涉及的是一种电能变换装置的调制方法，具体为一种使直流变换器电感 电流脉动最小的调制方法。
背景技术：
随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，其中变换装置的高功率密度和高效率一直都是电力电子技术发展的趋势。变换装置中电感的体积是影响其功 率密度的关键因素之一，而电感电流脉动的大小又直接影响变换装置中电感量的大小，最 终影响变换装置的功率密度；另一方面，变换装置中开关管的导通损耗由电感电流有效值 决定，而电感电流有效值是由电感电流平均值和电感电流脉动两部分组成，即电感电流脉 动的大小同时也影响变换装置的效率。减小电感电流脉动将有利于提高变换装置的功率密 度和效率。双管Buck-Boost变换器，其具有升降压功能，可以在较宽的输入电压范围内实现 变换器的高效率，已经在并网逆变器、燃料电池和通讯电源等较宽输入电压范围场合得到 应用。双管Buck-Boost变换器是由Buck变换器和Boost变换器级联并简化而成，其结 构包括输入源lA、Buck单元2A、储能电感3A、Boost单元4A、滤波电容5A和负载6A，如图1 所示，其中的Buck单元是指Buck变换器除去输入源、滤波电路和负载后的结构单元，其由 开关管和二极管组成，同样Boost单元是指Boost变换器除去输入源、储能电感、滤波电容 和负载后的结构单元，其由开关管和二极管组成。为减小双管Buck-Boost变换器的电感电流脉动以进一步提高变换器功率密度和 效率，有学者提出了双沿调制方法(X. Ren, X. Ruan, H. Qian, M. Li, Q. Chen. "Three-mode dual-frequency two-edge modulation scheme forfour-switch buck-boost converter,，，IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 24, no. 2, pp. 499-509, 2009)，即Buck单元采用前沿调制，Boost单元采用后沿调制，或Buck单元采用后沿调制， Boost单元采用前沿调制，可以保证整个输入电压范围内电感电流脉动最小。
发明内容
本发明的目的在于针对双沿调制方法在全桥-Boost变换器中存在的问题，提出 适用于全桥-Boost变换器，而且简单易实现的电感电流脉动最小调制方法，提高变换器的 功率密度和效率。—种使全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小的调制方法，其中所述的全 桥-Boost变换器是用全桥隔离开关单元代替双管Buck-Boost变换器的Buck单元而构成 的一类隔离型Buck-Boost变换器，该全桥-Boost变换器结构包括输入源、全桥隔离开关单 元、储能电感、Boost单元、滤波电容和负载组成，其中全桥隔离开关单元是指全桥变换器除 去输入源、滤波电路和负载之后的结构单元。由于采用移相控制，全桥隔离开关单元具体包括由开关管组成的全桥单元、含变压器漏感的谐振电感k、隔离变压器！；、二极管组成的整 流桥单元四部分。全桥-Boost变换器包括两个可以分别独立控制的单元，即全桥单元和Boost单 元。为实现高效，全桥单元一般采用移相控制以实现软开关。对于移相控制，全桥单元包括 超前桥臂和滞后桥臂，超前桥臂开关管的驱动控制信号经过或非门后可以得到的由其死区 时间构成的脉冲信号，该脉冲信号的脉冲宽度和幅值都满足同步信号的要求，利用该脉冲 信号作为Boost单元的同步信号，即在超前桥臂开关管关断的时刻开通Boost单元开关管， 从而保证变换器电感电流脉动最小。采用的具体技术方案为一种使全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小的调制方法，其中该全 桥-Boost直流变换器是由全桥隔离开关单元取代双管Buck-Boost直流变换器中的Buck 单元而形成，该全桥-Boost变换器包括输入源1、全桥隔离开关单元2、储能电感3、Boost 单元4、滤波电容5和负载6 ；其中，所述全桥隔离开关单元是指全桥变换器除去输入源、滤波电路和负载之后 的结构单元，具体包括四个开关管Qi Q4组成的全桥单元、谐振电感k、隔离变压器I；和 四个二极管Di D4组成的整流桥单元四部分。对于采用移相控制的全桥单元，其包括超前 桥臂和滞后桥臂，其特征在于，在关断所述超前桥臂开关管的同时开通Boost单元的开关管，即可实现全 桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小。作为本发明的进一步改进，获取所述超前桥臂开关管的驱动控制信号，并进行或 非运算，得到的脉冲信号作为所述Boost单元4开关管的同步脉冲信号，即可实现所述在关 断超前桥臂开关管的同时开通Boost单元4的开关管。作为本发明的进一步改进，所述脉冲信号的脉冲宽度与所述超前桥臂开关管的死 区时间相等。本发明的调制策略可以保证全桥-Boost变换器整个输入电压范围内电感电流脉 动最小，而且实现方式非常简单。
图1.双管Buck-Boost变换器结构示意图。图2.本发明的全桥-Boost变换器结构示意图。图3.本发明的调制方法硬件电路具体实施示意图。图4.应用本发明调制方法的全桥-Boost变换器一种工作情况下的波形示意图。图5.应用本发明调制方法的全桥-Boost变换器另一种工作情况下的波形示意 图。
具体实施例方式下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。一种使全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小的调制方法，其中所述的全 桥-Boost变换器是用全桥隔离开关单元代替图1中双管Buck-Boost变换器的Buck单元而构成的一类隔离型Buck-Boost变换器，其主要适用于输入电压范围较宽且要求电气隔离的应用场合。该全桥-Boost变换器结构包括输入源1、全桥隔离开关单元2、储能电感3、Boost 单元4、滤波电容5和负载6组成，其中全桥隔离开关单元2是指是指全桥变换器除去输入 源、滤波电路和负载之后的结构单元。由于采用移相控制，全桥隔离开关单元具体包括由开 关管Q1 Q4组成的全桥单元、含变压器漏感的谐振电感‘隔离变压器 ；、二极管D1 D4 组成的整流桥单元四部分，如图2所示。对于采用移相控制的全桥单元，其包括超前桥臂和 滞后桥臂，其中Q1和Q3定义为超前桥臂，Q2和Q4定义为滞后桥臂。下面对图2所述全桥-Boost直流变换器的传输关系进行分析。如图2所示，其电感Lf两端电压分别为V1和V2，其中V1也为全桥单元整流后输 出电压，其平均值为V1 = W1-D1JkVin，其中Cl1为全桥单元占空比，Dltjss为谐振电感引起的 全桥单元占空比丢失，k为变压器副边对原边的匝比，Vin为变换器输入电压。同样V2也为 Boost单元开关管漏源极电压，其平均值为V1 = (l-d2) V。，其中d2为Boost单元占空比，V。为
变换器输出电压。由于电感Lf的伏秒面积在每个Boost单元开关周期内都为零，即巧=^， 从而可知全桥-Boost变换器输入电压Vin和输出电压V。之间的关系为V。=d^^kVm。
I-J2和双管Buck-Boost变换器不同的是，全桥-Boost变换器的变压器漏感和谐振电 感将引起全桥单元的占空比丢失，当全桥单元采用后沿调制，Boost单元采用前沿调制，全 桥单元有效占空比，即全桥单元整流后输出电压的占空比Cl1-Dltjss，和Boost单元占空比d2 的相对位置由于占空比丢失而发生变化，不满足双沿调制方法的要求，不能保证电感电流 脉动最小。而当全桥单元采用前沿调制，Boost单元采用后沿调制，全桥单元有效占空比和 Boost单元占空比相对位置不随占空比丢失而变化，满足双沿调制方法的要求，电感电流脉 动最小。为保证变换器的高效率，全桥单元一般采用移相控制以实现其开关管的零电压开 通，对于目前的移相控制芯片，如UC3875、UC3879或UC3895，均为后沿调制，如果实现其前 沿调制，需要增加较复杂的外围电路。本发明利用全桥单元超前桥臂的死区时间作为Boost 单元开关管的同步信号，即在关断所述超前桥臂开关管的时刻开通Boost单元的开关管， 在不需要增加复杂外围电路的前提下，就可实现全桥-Boost直流变换器中全桥单元的前 沿调制和Boost单元的后沿调制，电感电流脉动最小。下面给出本发明调制方法硬件电路的具体实施示意图。图3为图2所述全桥-Boost变换器应用本发明的调制方法的具体实施例，其中 UC3895是全桥单元控制芯片，用来实现全桥单元的移相控制，UC3525是Boost单元控制芯 片，用来实现Boost单元的的PWM控制。对于UC3895，其14脚和13脚是超前桥臂驱动控 制信号，分别送至Q1和Q3 ；18脚和17脚是滞后桥臂驱动控制信号，分别送至Q2和Q4。其中 超前桥臂控制信号，即14脚和13脚的信号，经过或非门之后可以得到一个脉冲信号，其脉 冲宽度即为超前桥臂的死区时间。该脉冲即可作为Boost单元的同步信号，送至UC3525的 SYNC引脚，即3脚，从而保证Boost单元开关管Qb在全桥单元超前桥臂开关管Q1和Q3的关 断时刻开通，实现全桥单元的前沿调制和Boost单元的后沿调制，电感电流脉动最小，而其 实现方式非常简单。需要说明的是，为保证全桥Boost变换器电感两端电压频率相等，便于电感的优化设计，所以Boost单元开关管的驱动控制信号是由UC3525的11脚和14脚经过 或门之后的信号。下面给出应用本发明调制方法的全桥-Boost变换器的主要工作波形示意图。根据输入电压Vin、隔离变压器副边对原变的匝比k和输出电压V。之间的关系，全 桥-Boost变换器包括kVin ^ V。和kVin < V。两种工作情况，应用本发明调制方法两种工作 情况下的主要工作波形示意图分别如图4和5所示。图4或图5，从上至下，波形分别为全 桥单元超前桥臂开关管Qi和Q3的驱动控制信号、全桥单元滞后桥臂开关管Q2和Q4的驱动 控制信号、超前桥臂开关管Qi和Q3的驱动控制信号“或非”之后的信号Clock、Boost单元 载波信号AV-、全桥单元副边整流后的电压Vl、BooSt单元开关管Qb的驱动控制信号和电感 电流、。从图4和图5同样可以看出，超前桥臂开关管Qi和Q3驱动控制信号“或非”之后 的信号Clock作为Boost单元的载波VKAMP的同步信号，即保证Boost单元开关管Qb在全桥 单元超前桥臂开关管Qi或Q3关断的时刻开通，此时全桥单元和Boost单元自身都采用后沿 调制，但是从全桥单元副边整流电压Vl和Boost单元开关管Qb驱动控制信号可以看出，本 发明调制策略实现了全桥单元的前沿调制和Boost单元的后沿调制，电感电流脉动最小。下面对图4和图5所示kVin彡V。和kVin < V。两种情况下，全桥-Boost直流变换 器的电感电流脉动的大小分别进行分析。根据全桥-Boost变换器的输入输出关系表达式K = d\Dd0SS 可知，当kVin彡V。
时，di-D^dc^ < 1，即全桥单元的开关管Qi和Q4 (或Q2和Q3)和Boost单元开关管Qb —定 存在同时关断的时间T。lp。ff= (l-drc^+UV^，其中Ts为全桥单元开关周期，由于Boost 单元开关管的开关周期应和全桥单元整流后输出电压的开关周期相等，所以Boost单元开 关周期为Ts/2。从每个Boost单元开关周期来看，电感电流只在T。lp。ff下降，如图4所示，
此时感电流具体表达式为
其中fs为全桥单元开关频
率，Lf为全桥-Boost变换器的储能电感。同样根据全桥-Boost变换器的输入输出关系表达式，当kVin < V。时，
全桥单元开关管Qi和Q4(或Q2和Q3)和Boost单元开关管Qb —定存在同时导通的时 间T。lp。n = (di+Uc^-l) Ts/2，从每个Boost单元开关周期来看，电感电流只在T。lp。n上升，
如图5所示，此时感电流具体表达式为
权利要求
一种使全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小的调制方法，其中该全桥-Boost直流变换器是由全桥隔离开关单元(2)取代双管Buck-Boost直流变换器中的Buck单元(2A)而形成，该全桥-Boost变换器包括输入源(1)、全桥隔离开关单元(2)、储能电感Lf(3)、Boost单元(4)和滤波电容Cf(5)和负载(6)；其中，所述全桥隔离开关单元(2)是指全桥变换器除去输入源、滤波电路和负载之后的结构单元，其具体包括四个开关管Q1～Q4组成的全桥单元、谐振电感Lr、隔离变压器Tr和四个二极管D1～D4组成的整流桥单元四部分。所述全桥单元采用移相控制，其包括超前桥臂和滞后桥臂，其特征在于，在关断所述超前桥臂开关管的同时开通Boost单元(4)的开关管，即可实现全桥-Boost直流变换器电感电流脉动最小。
2.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，获取所述超前桥臂开关管的驱动控 制信号，并进行或非运算，得到的脉冲信号作为所述Boost单元(4)开关管的同步脉冲信 号，即可实现所述在关断超前桥臂开关管的同时开通Boost单元(4)的开关管。
3.根据权利要求1或2所述的调制方法，其特征在于，所述脉冲信号的脉冲宽度与所述 超前桥臂开关管的死区时间相等。
全文摘要
本发明公开了一种适合于全桥-Boost变换器的电感电流脉动最小调制策略，以提高全桥-Boost变换器的功率密度和效率。全桥-Boost变换器包括全桥和Boost两个可以分别独立控制的单元。为实现高效，全桥单元一般采用移相控制以实现其开关管的软开关。对于采用移相控制的全桥单元，其有超前桥臂和滞后桥臂之分，超前桥臂开关管的驱动控制信号经过或非门后可以得到的由其死区时间构成的脉冲信号，该脉冲信号的脉冲宽度和幅值都满足同步信号的要求，即可以利用该脉冲信号作为Boost单元开关管的同步信号，从而保证在全桥单元超前桥臂开关管关断的时刻开通Boost单元开关管，此时电感电流脉动最小。
文档编号H02M3/335GK101873071SQ20101021529
公开日2010年10月27日 申请日期2010年7月2日 优先权日2010年7月2日
发明者姚川, 王学华, 阮新波 申请人:华中科技大学