专利名称：电机控制装置和电动动力转向装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电机控制装置和电动动力转向装置。
背景技术：
在用于电动动力转向装置(EPS)等的电机控制装置中，基于电机控制信号对电机供给驱动电力的驱动电路(PWM逆变器)，通常是通过将串联连接的一对开关元件(开关臂)与各相对应地并联连接而形成。在这样的电机控制装置中，在构成驱动电路的各开关臂的低电位侧(接地侧)有时设置有电流传感器。例如参照专利文献1。在像EPS这样要求顺畅的电机旋转和高静谧性的用途中，一般利用正弦波通电对电机供给驱动电力，但为了进行该供给，各相电流值的反馈是必不可少的。因此，在作为驱动电力的输出部的驱动电路中，设置有用于进行各相的电流检测的各电流传感器。在这样的电机控制装置中，利用设置于其驱动电路的低电位侧的各电流传感器进行的各相电流值的检测，在构成驱动电路的低电位侧的开关元件全部导通的时刻进行。具体地说，如图9所示，电机控制信号的生成通常基于各相的占空比指示值(Du， Dv, Dw)与三角波(δ 1，δ 2)的比较进行，该各相的占空比指示值(Du，Dv，Dw)通过电流反馈控制的执行而运算得出。另外，在该例中，为了设定停滞时间(dead time)，使用向上下方向偏移的两个三角波δ1、δ2(δ1> δ 2)，该停滞时间用于防止在构成驱动电路的各开关元件的导通/断开时，各开关臂的高电位侧的开关元件与低电位侧的开关元件之间的短路 (臂短路)。S卩，在各占空比指示值Du、Dv、Dw比三角波δ 1的值高的情况下，生成使与该相对应的高电位侧的开关元件导通的电机控制信号，在占空比指示值Du、Dv、Dw比三角波δ 2的值低的情况下，生成使与该相对应的低电位侧的开关元件导通的电机控制信号。并且，各相电流值的检测在用于生成该电机控制信号的三角波Si、δ 2为“峰”的时刻进行。但是，虽说如上所述在低电位侧的开关元件全部导通的时刻进行电流检测，但电流检测需要一定长度的时间。于是，在各占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，与该相对应的低电位侧的开关元件的导通时间t0变得比该相电流值的检测时间ts短，出现该电流检测不能够进行的情况。因此，现有技术中，为了确保该相电流值的检测时间ts，考虑该检测时间 ts，例如在该检测时间ts上作为余量加以上述停滞时间td，对各相的占空比指示值Du、Dv、 Dw设定有上限值Dmax，该停滞时间td是为了防止上述臂短路而使两开关元件断开的时间。专利文献1 日本特开2009-1055号公报但是，如果像这样在占空比指示值Du、Dv, Dw上设定上限值Dmax，则其电压利用率下降。例如，使相电流值的检测时间ts为约4微秒，以占空比换算为约8%，使上述停滞时间td为约1微秒，以占空比换算为约2%，则上限值Dmax为约90% (100% -8% -2% = 90%),只能使用驱动电路能够输出的电压的约90%。作为应对电压利用率下降的方法，考虑下述盲修正法利用各相的相电流值的总和为0的事实，基于由于上述那样的低电位侧开关元件的导通时间to比电流值的检测时间ts短而产生的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值。但是，在这样产生不能够检测出电流的相的情况下，即使仅检测不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，由于在该不能够检测出电流的相中各开关元件导通/断开，在能够检测出电流的剩下的二相的相电流值中混入该噪声，成为利用盲修正的电流检测精度低的主要原因。
发明内容
本发明为了解决上述问题而提出，其一个目的在于提供一种电机控制装置和电动动力转向装置，其能够同时实现高精度的电流检测和电压利用率的改善。本发明的一个方式的电机控制装置包括控制信号输出单元，其输出电机控制信号；以及驱动电路，其基于上述电机控制信号输出三相的驱动电力，上述驱动电路通过将开关臂与各相对应地并联连接而构成，该开关臂通过将基于上述电机控制信号导通/断开的一对开关元件串联连接而构成，在各开关臂的低电位侧设置有电流传感器，该电流传感器用于检测与该各开关臂对应的各相的相电流值，上述控制信号输出单元基于在上述各开关臂中的低电位侧的开关元件全部导通的时刻检测出的各相的相电流值，生成上述电机控制信号，在该电机控制装置中，在上述各低电位侧的开关元件的任意一个的导通时间比上述相电流值的检测时间短的情况下，上述控制信号输出单元基于与该开关元件对应的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值，并且， 在对该二相进行电流检测时，输出保持与该不能够检测出电流的相对应的上述开关臂的开关状态的上述电机控制信号。S卩，即使在产生利用设置于各开关臂的低电位侧的各电流传感器不能够进行电流检测的不能够检测出电流的相的情况下，也能够基于该不能够检测出电流的相以外的剩余二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值。而且，在检测该不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值时，保持与不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态，即将其高电位侧的开关元件保持为导通，将低电位侧的开关元件保持为断开，由此能够防止由其进行开关所产生的噪声的混入。从而，根据上述结构，即使去除为了在全部的相 (U，V，W)中确保相电流值的检测时间而设定的输出电压限制，也能够确保高精度的电流检测。结果，能够提高其电压利用率。进一步，在本方式的电机控制装置中，上述控制信号输出单元通过基于检测出的各相的相电流值的电流反馈控制的执行来运算各相的电压指令值，基于与该各电压指令值对应的占空比指示值与三角波的比较，生成上述电机控制信号，以上述不能够检测出电流的相的占空比指示值成为与该不能够检测出电流的相对应的高电位侧的开关元件保持为导通状态的值的方式，使各相的占空比指示值向高电位侧偏移，由此输出保持与上述不能够检测出电流的相对应的上述开关臂的开关状态的上述电机控制信号。根据上述结构，在与不能够检测出电流的相对应的开关臂中，其高电位侧的开关元件保持为导通的状态、低电位侧的开关元件保持为断开的状态。在该电流检测补偿控制的执行区域中，各相的输出电压分别向高电位侧偏移。即，通过使其中性点移动，无论是否进行该电流检测补偿控制，各相的线间电压波形一定。结果，能够进行高精度的电流检测而不对顺畅的电机旋转造成影响。进一步，本发明的另一方式是具有上述方式的电机控制装置的电动动力转向装置。根据上述结构，能够利用其电压利用率的提高所带来的电机输出的增加，实现装置的小型化。根据上述方式，能够提供可同时实现高精度的电流检测和电压利用率的改善的电机控制装置和电动动力转向装置。
图1是电动动力转向装置的概要结构图；图2是表示EPS的电结构的框图；图3是表示电机控制信号输出部的概要结构的框图；图4是表示电流检测补偿控制的方式的说明图；图5是表示盲修正的处理顺序的流程图；图6是表示电流检测补偿控制的处理顺序的流程图；图7是表示不执行电流检测补偿控制时的输出电压波形的图表；图8是表示执行电流检测补偿控制时的输出电压波形的图表；以及图9是表示电流检测的方式的说明图。
具体实施例方式以下参照
将本发明具体化的一实施方式。图1是本实施方式的EPSl的概要结构图。如该图所示，固定有转向盘2的转向轴 3经由齿条和小齿轮机构4与齿条5连结，伴随转向操作的转向轴3的旋转，通过齿条和小齿轮机构4变换为齿条5的往复直线运动。然后，通过该齿条5的往复直线运动变更转向轮6的转向角。EPSl包括施加用于辅助转向操作的辅助力的EPS致动器10 ；以及控制该EPS致动器10的动作的E⑶11。EPS致动器10是作为其驱动源的电机12和齿条5同轴配置的齿条型的EPS致动器，电机12产生的辅助转矩经由滚珠丝杠机构(省略图示)传递至齿条5。另外，本实施方式的电机12是无刷电机，通过接受来自ECUll的三相(U，V，W)的驱动电力的供给而旋转。 并且，ECUll通过控制该电机12产生的辅助转矩，控制施加于转向系统的辅助力。在E⑶11上连接有转矩传感器14和车速传感器15。E⑶11基于由这些转矩传感器14和车速传感器15分别检测出的转向转矩τ和车速V，执行辅助控制。接着，说明本实施方式的EPS的电结构。图2是本实施方式的EPS的控制框图。如该图所示，E⑶11包括作为输出电机控制信号的电机控制信号输出单元的微机17 ；以及基于该微机17输出的电机控制信号向电机12供给三相的驱动电力的驱动电路18。驱动电路18与作为开关元件的多个FET18a 18f连接。具体地说，驱动电路18通过使FET18a、18d、FET18b、18e以及FET18c、18f的各组的串联电路并联连接而成，FET18a、18d、FET18b、18e、FET18c、18f的各连接点19u、19v、19w分别与电机12的各相的电机线圈 12u、12v、12w 连接。驱动电路18构成以串联连接的一对开关元件为基本单位(开关臂)，使与各相对应的三个开关臂18u、18v、18w并联连接而成的周知的PWM逆变器。微机17输出的电机控制信号成为规定构成驱动电路18的各FETlSa 18f的开关状态的栅极导通/断开信号。响应施加于各个栅极端子的电机控制信号，各FETlSa 18f导通/断开，向各相的电机线圈12u、12v、12w的通电方式被切换，由此车载电源(电池)20的直流电压变换为三相(U，V，W)的驱动电力，并向电机12输出。在E⑶11上设置有电流传感器21u、21v、21w，其用于检测供给电机12的各相电流值Iu、Iv、Iw。本实施方式中，各电流传感器21u、21v、21w设置在驱动电路18内，FET18a、 18d、FET18b、18e以及FET18c、18f的各组的低电位侧(接地侧，图2中下侧)。各电流传感器21u、21v、21w具有基于串联连接的电阻(分流电阻)的端子间电压对电路进行电流检测的公知的结构。具体地说，该各电阻，在连接点19H、19L中接地侧的连接点19L与接地侧的各FET18d、18e、18f之间，相对于电路串联连接，该连接点19H、19L使与上述各相对应的各开关元件对，即各组的FET18a、18d、FET18b、18e以及FET18c、18f并联连接。然后，微机17以规定的采样周期，详细地说，在上述低电位侧的各FET18d、18e、18f 全部导通的时刻，即用于生成电机控制信号的三角波δ 1、δ 2为“峰”的时刻(参照图9)， 基于这些各电流传感器21u、21v、21w的输出信号，检测各相电流值Iu、Iv、Iw。这些各相电流值Iu、Iv、Iw以及由上述转矩传感器14、车速传感器15分别检测出的转向转矩τ、车速V，和由设置于电机12的旋转角传感器22检测出的该电机12的旋转角(电角)θ输入到微机17。然后，微机17基于这些各相电流值Iu、Iv、Iw、旋转角θ以及上述转向转矩τ和车速V，输出针对上述驱动电路18的电机控制信号。详细叙述的话，微机17基于上述转向转矩τ和车速V，决定应施加于转向系统的目标辅助力，为了使电机12产生该辅助力，执行基于上述检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw和旋转角θ的电流控制，从而生成上述电机控制信号。微机17包括电流指令值运算部23，其运算电流指令值，作为施加于转向系统的辅助力即电机转矩的控制目标值；以及作为控制信号输出单元的电机控制信号输出部Μ， 其基于由电流指令值运算部23计算出的电流指令值，执行向驱动电路18输出电机控制信号。电流指令值运算部23基于由上述转矩传感器14和车速传感器15检测出的转向转矩τ和车速V，运算EPS致动器10应产生的目标辅助力，作为与此对应的电机转矩的控制目标值，运算电流指令值(Iq*)。输入的转向转矩τ越大、或车速V越小，则电流指令值运算部23运算出更大的目标辅助力。然后，电流指令值运算部23将与该目标辅助力对应的电流指令值输出至电机控制信号输出部对。另一方面，与电流指令值运算部23输出的电流指令值一同，各相电流值Iu、Iv、Iw 和电机12的旋转角θ输入到电机控制信号输出部24。此处，电流指令值运算部23对电机控制信号输出部M输出q轴电流指令值IqM乍为其电流指令值。然后，电机控制信号输出部M基于这些各相电流值Iu、Iv、Iw和旋转角θ (电角)，执行d/q坐标系中的电流反馈控制，由此输出电机控制信号。
详细叙述的话，如图3所示，输入到电机控制信号输出部M的各相电流值Iu、Iv、 Iw，经由后述的电流选择处理部31输入到三相/ 二相变换部25，利用该三相/ 二相变换部 25，变换为基于电机12的旋转角θ的d/q坐标系的d轴电流值Id和q轴电流值Iq。然后，q轴电流值Iq和从电流指令值运算部23输入的q轴电流指令值Iq*—同输入到减法器 26q, d轴电流值Id与d轴电流指令值Ι(Τ(Ι(Τ = 0) 一同输入到减法器^d。在各减法器^d、26q中运算出的d轴电流偏差Δ Id和q轴电流偏差Δ Iq,被分别输入到对应的F/B控制部27d、27q。在这些各F/B控制部27d、27q中进行反馈控制，使得作为实际电流值的d轴电流值Id和q轴电流值Iq跟踪电流指令值运算部23输出的d轴电流指令值IcT和q轴电流指令值Iq*。F/B控制部27d、27q使输入的d轴电流偏差Δ Id和q轴电流偏差Δ Iq与规定的 F/B增益(PI增益)相乘，由此运算d轴电压指令值Vcf和q轴电压指令值Vq*。然后，该运算出的d轴电压指令值VcT和q轴电压指令值Vcf与旋转角θ —同被输入到二相/三相变换部28，由此在该二相/三相变换部观中运算三相的相电压指令值ViA Vv*, W。 接着，这些各相电压指令值Vu*、V/、VW*输入到PWM变换部四，在该PWM变换部四中生成基于该各相电压指令值州”/、^*的各占空比指示值011、0^加。在本实施方式中， 这些各占空比指示值Du、Dv、Dw经由后述的电流检测补偿控制部32输入到PWM输出部30。 然后，电机控制信号输出部M生成PWM输出部30基于这些各占空比指示值Du、Dv、Dw (Du’、 Dv’、Dw’)与三角波δ 、δ 2的比较而运算出的栅极导通/断开信号(参照图9)，即规定上述各FETlSa 18f的开关状态(导通/断开动作)的信号，并作为电机控制信号输出。微机17将该电机控制信号输出部M输出的电机控制信号，输出至构成驱动电路 18的各开关元件的栅极端子，由此成为通过对电机12的驱动电力的供给，控制该电机12的动作的结构。(电流检测补偿控制)接着，说明本实施方式的电流检测补偿控制的方式。微机17在构成驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w中其低电位侧的各FET18d、 18e、18f全部导通的时刻，检测各相电流值Iu、Iv、Iw。但是，在该情况下，如果不对各占空比指示值Du、Dv, Dw设定上限值Dmax，则在各占空比指示值Du、Dv, Dw增大时，与该相对应的低电位侧的FET的导通时间t0变得比其相电流值的检测时间ts短，由此发生不能够进行该相的电流检测的情况(参照图4，在该例中是Du > Dmax时)。于是，微机17，在与各相对应的低电位侧的各FET18d、18e、18f中的任意一个的导通时间t0变得比电流值的检测时间ts短的情况下，基于与该FET对应的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值。将该相电流的推测称为盲修正。详细叙述的话，如图3所示，在上述电机控制信号输出部M中设置有电流选择处理部31，输入到电机控制信号输出部M的各相电流值Iu、Iv、Iw (Iu’、Iv’、Iw')经由该电流选择处理部31输入到三相/ 二相变换部25。此外，通过执行电流反馈控制而运算出的与各相电压指令值ViA Vv*, Vw*对应的各相的占空比指示值Du、Dv, Dw(Du’、Dv'、Dw')输入到该电流选择处理部31。然后，该电流选择处理部31在该输入的各相的占空比指示值Du、 Dv, Dw的任一个的值表示电流值的检测时间ts比与该相对应的低电位侧的FET的导通时
8间t0短的情况下，执行上述盲修正，将该运算出的各相电流值Iu’、Iv’、Iw’输出至上述三相/ 二相变换部25。电流选择处理部31对输入的各相的占空比指示值Du、Dv, Dw，和假设对该各占空比指示值Du、Dv, Dw设定有上限值Dmax时的与该上限值Dmax的值相当的阈值Dth进行比较。此时的上限值Dmax的值是，如上所述考虑电流值的检测时间ts而决定的值(参照图 9，例如是与在该检测时间ts上作为余量加上上述停滞时间td的时间相当的值，该停滞时间td是为了防止上述臂短路而使两开关元件断开的时间)。然后，电流选择处理部31基于该阈值Dth与各占空比指示值Du、Dv、Dw的比较，执行上述盲修正。详细叙述的话，如图5的流程图所示，电流选择处理部31判定输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中具有最大的值的占空比指示值Dh是否比上述阈值Dth大(步骤101)。 然后，在该占空比指示值Dh为阈值Dth以下的情况下(Dh ( Dth，步骤101 否)，不进行盲修正，将基于各电流传感器21u、21v、21w的输出信号检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw输出至三相 / 二相变换部 25 (Iu，= Iu, Iv，= Iv, Iw' = Iw,步骤 102)。另一方面，在上述步骤101中，具有最大的值的占空比指示值Dh大于阈值Dth的情况下(Dh>Dth，步骤101 是)，电流选择处理部31首先判定该占空比指示值Dh是否为 U相的占空比指示值Du (步骤103)。然后，在占空比指示值Dh为U相的占空比指示值Du 的情况下(步骤103 是)，即U相是不能够检测出电流的相的情况下，基于V相的相电流值 Iv和W相的相电流值Iw，执行推测U相的相电流值Iu’的值的盲修正。该情况下的U相的相电流值Iu’的值，通过从“0”减去V相的相电流值Iv和W相的相电流值Iw而求得。然后，电流选择处理部31将通过该盲修正的执行而得到的各相电流值 Iu，、Iv，、Iw，输出至上述三相 / 二相变换部 25 (Iu，= 0-Iv-Iw, Iv' = Iv, Iw' = Iw, 步骤104)。在上述步骤103中，在具有最大值的占空比指示值Dh不是U相的占空比指示值Du 的情况下(步骤103 否)，电流选择处理部31接着判定该占空比指示值Dh是否为V相的占空比指示值Dv (步骤105)。然后，在占空比指示值Dh为V相的占空比指示值Dv的情况下(步骤105 是)，即V相是不能够检测出电流的相的情况下，基于U相的相电流值Iu和 W相的相电流值Iw，执行推测V相的相电流值Iv’的值的盲修正(步骤106)。 该情况下的V相的相电流值Iν ’的值，通过从“ 0 ”减去U相的相电流值Iu和W相的相电流值Iw而求得。然后，电流选择处理部31将通过该盲修正的执行而得到的各相电流值 Iu，、Iv，、Iw，输出至上述三相 / 二相变换部 25 (Iu，= Iu, Iv' = 0-Iu-Iw, Iw' = Iw, 步骤104)。在上述步骤105中，在具有最大值的占空比指示值Dh不是V相的占空比指示值Dv 的情况下(步骤105:否)，电流选择处理部31判定为W相为不能够检测出电流的相。然后，基于U相的相电流值Iu和V相的相电流值Iv，执行推测W相的相电流值Iw’的值的盲修正。该情况下的W相的相电流值Iw’的值，通过从“0”减去U相的相电流值Iu和V相的相电流值Iv而求得。然后，电流选择处理部31将通过该盲修正的执行而得到的各相电流值 Iu，、Iv，、Iw，输出至上述三相 / 二相变换部 25 (Iu，= Iu, Iv' = Iv, Iw' = O-Iu-Iv, 步骤107)。
于是，通过像这样执行盲修正，在各占空比指示值Du、Dv, Dw增大时，也能够求取全部三相的相电流值111’、1<、1 ’。但是，关于这样的利用盲修正的电流检测，还存在上述精度方面的问题。即，关于该不能够检测出电流的相以外的二相，在检测其相电流值时，由于构成与不能够检测出电流的相对应的开关臂的各FET进行导通/断开，在其检测出的二相的相电流值中混入有噪声。考虑到该点，本实施方式的微机17在执行上述利用盲修正的电流检测时，对于成为该盲修正的基础的不能够检测出电流的相以外的二相，在检测其相电流值时，输出能够保持与不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态的电机控制信号。具体地说，在利用盲修正的电流检测时，输出在与该不能够检测出电流的相对应的开关臂中，保持高电位侧的FET导通、低电位侧的FET断开的状态的电机控制信号。由此，本实施方式成为即使在各占空比指示值Du、Dv、Dw增大时，也能够确保高精度的电流检测的结构。详细叙述的话，如图3所示，在上述电机控制信号输出部M中设置有电流检测补偿控制部32，在PWM变换部四中生成的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw输入到该电流检测补偿控制部32。然后，该电流检测补偿控制部32，在利用上述盲修正进行的电流检测时，将以与该不能够检测出电流的相对应的高电位侧的FET导通、低电位侧的FET断开的方式修正后的各占空比指示值Du’、Dv'、Dw'输出至PWM输出部30。进一步，如图6的流程图所示，电流检测补偿控制部32判定从PWM变换部四输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw中具有最大值的占空比指示值Dh是否大于相当于上述上限值Dmax的阈值Dth (步骤201)。此处，电流检测补偿控制部32，在该步骤201中具有最大值的占空比指示值Dh大于阈值Dth的情况下(Dh>Dth，步骤201 是)，即由于不能够检测出电流的相的产生而判定为执行利用盲修正进行的电流检测的情况下，在接着的步骤202中，执行该电流检测补偿控制的适当判定。详细地说，判定从该具有最大值的占空比指示值Dh减去各相的占空比指示值Du、Dv, Dw中表示中间值的占空比指示值Dm的值(Dh-Dm)，是否大于从“ 100”减去上述阈值Dth的值(100-Dth)(步骤202)。接着，电流检测补偿控制部32，在上述步骤202中判定为适合该电流检测补偿控制的执行条件的情况下(Dh-Dm > 100-Dth,步骤202 是)，执行与不能够检测出电流的相对应的高电位侧的FET导通、低电位侧的FET断开的电流检测补偿控制。具体地说，对各相的占空比指示值Dx (χ = U, V, W)加上从“100”减去具有最大值的占空比指示值Dh的值 (Dx，= Dx+(100-Dh)，步骤 203)。另一方面，在步骤201中具有最大值的占空比指示值Dh为阈值Dth以下的情况下 (Dh ^ Dth，步骤201 否)，或在步骤202中判定为不适合电流检测补偿控制的执行条件的情况下(Dh-Dm ( 100-Dth,步骤202 否)，电流检测补偿控制部32不执行该步骤203的处理。于是，不对从PWM变换部四输入的各相的占空比指示值Du、Dv、Dw进行修正而向PWM 输出部30输出(Dx，= Dx,步骤204)。例如，在图4所示的例子中，通过上述步骤203的运算，将作为不能够检测出电流的相的U相的占空比指示值Du提升至“ 100”，从而与该U相对应的开关臂18u中，保持其高电位侧的FETlSa导通、低电位侧的FETlSd断开的状态。即，在利用盲修正进行的电流检测时，与不能够检测出电流的相(U相)对应的各FET18a、18d不进行导通/断开，由此能够防止噪声混入在该不能够检测出电流的相以外的二相(V、W)中检测出的相电流值(Iv、Iw)。对于不能够检测出电流的相以外的剩下的二相(V、W相)的占空比指示值Dv、Dw， 也分别加上像上述那样将作为不能够检测出电流的相的U相的占空比指示值Du提升至 “100”时的差值AD。即，以不能够检测出电流的相的占空比指示值成为“100”的方式，使全部的占空比指示值Du、Dv、Dw向高电位侧偏移。由此成为通过保持与不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态而使对各相的线间电压的影响相抵消的结构。具体地说，微机17以驱动电路18的输出电压波形成为图7所示的公知的近似三次谐波叠加正弦波的方式输出电机控制信号，由此实现其电压利用率的改善。对于形成这样的输出电压波形的电机控制信号，应用上述步骤203所示的电流检测补偿控制，由此驱动电路18的输出电压波形如图8所示被整形。即，为了保持与不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态，如上所述对各占空比指示值Du、Dv、Dw的全部进行加上用于其提升的差值AD(参照图4)的电流检测补偿控制，由此，在该电流检测补偿控制的执行区域α中，各相的输出电压分别向高电位侧偏移。即，与近似三次谐波的叠加同样，使其中性点移动，从而无论是否进行该电流检测补偿控制，各相的线间电压波形一定。由此，本实施方式成为能够不对电机12的顺畅旋转造成影响而进行高精度的电流检测的结构。以上，根据本实施方式，能够得到以下的作用和效果。(1)在驱动电路18中与各相对应的低电位侧的各FET18d、18e、18f中的任意一个的导通时间t0变得比相电流值的检测时间ts短的情况下，微机17基于与该FET对应的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值 (盲修正)。在利用盲修正进行的电流检测时，在对成为该盲修正的基础的不能够检测出电流的相以外的二相进行电流检测时，输出保持与该不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态的电机控制信号。通过采用上述盲修正，即使在产生不能够检测出电流的相的情况下也能够检测全部三相的相电流值，该不能够检测出电流的相是不能够利用设置于构成驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w的低电位侧的各电流传感器21u、21v、21w进行电流检测的相。并且， 在检测该不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值时，通过保持与不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态，即保持其高电位侧的FET导通、低电位侧的FET断开，从而能够防止由于其进行开关所产生的噪声的混入。根据上述结构，即使去除用于对于全部三相确保各相电流值的检测时间ts的各占空比指示值Du、Dv、Dw的限制，也能够确保高精度的电流检测。结果，能够使用更高的占空比指示值Du、Dv、Dw来提高电压利用率。(2)微机17具有电流检测补偿控制部32，在利用盲修正进行电流检测时，该电流检测补偿控制部32以与其不能够检测出电流的相对应的高电位侧的FET导通、低电位侧的 FET断开的方式修正各占空比指示值Du、Dv、Dw。该电流检测补偿控制部32在利用盲修正进行电流检测时，以不能够检测出电流的相的占空比指示值成为“100”的方式，使全部的占空比指示值Du、Dv、Dw向高电位侧偏移。
根据上述结构，在该电流检测补偿控制的执行区域，各相的输出电压分别向高电位侧偏移。即，通过移动其中性点，无论是否执行该电流检测补偿控制，线间电压波形都一定。结果，能够进行高精度的电流检测而不对电机的顺畅的旋转造成影响。另外，上述实施方式也可以以下述方式进行变更。在上述实施方式中，将本发明具体化为作为电机控制装置的ECU11，该电机控制装置控制作为EPS致动器10的驱动源的电机12的动作。但是，并不限定于此，也可以应用于 EPS以外的用途。在上述实施方式中，微机17以驱动电路18的输出电压波形成为近似三次谐波叠加正弦波的方式输出电机控制信号。但是，并不限于这样的近似三次谐波叠加正弦波通电， 可以是通常的正弦波通电，也可以是正规的三次谐波叠加正弦波通电。在本实施方式中，基于在电机控制信号的生成过程中运算出的占空比指示值Du、 Dv、Dw，进行不能够检测出电流的相的产生判定(参照图5和图6，步骤101、201)，和用于保持与该不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态的电流检测补偿控制(参照图6， 步骤203)。但是，并不限定于此，例如，也可以采用下述结构基于以其规定周期执行的电流采样的时刻与各相的开关臂的导通/断开时刻的比较，进行不能够检测出电流的相的产生判定和电流检测补偿控制。即，可以采用在构成驱动电路18的高电位侧的FET18a、18b、 18c的任意一个断开的时刻与电流采样的开始时刻(+余量)重合的情况下，对于该相的开关臂，保持其开关状态等的方式。附图符号说明1......电动动力转向装置(EPS) ；10......EPS致动器；11......ECU ；
12......电机；12u、12v、12w......电机线圈；17......微机；18......驱动电路；18a
18f......FET ;18u、18v、18w......开关臂；20......车载电源；21u、21v、21w......电流
传感器；23......电流指令值运算部；对......电机控制信号生成部；四......PWM变换
部；30......PWM输出部；31......电流选择处理部；32......电流检测补偿控制部；Iu、
Iv、Iw......相电流值；Vu、Vv、Vw......相电压指令值；011、0￥、0 、01、011、0111......占空
比指示值；Dmax......上限值；Dth......阈值；AD......差值；δ 1、δ 2......三角波；
t0......导通时间；ts......检测时间；td......停滞时间；α......执行区域。
权利要求
1.一种电机控制装置，其特征在于，包括 控制信号输出单元，其输出电机控制信号；以及驱动电路，其基于所述电机控制信号输出三相的驱动电力，所述驱动电路通过将开关臂与各相对应地并联连接而构成，该开关臂通过将基于所述电机控制信号导通/断开的一对开关元件串联连接而构成，各开关臂在其低电位侧设置有电流传感器，该电流传感器用于检测与所述各开关臂对应的各相的相电流值，所述控制信号输出单元基于在所述各开关臂中的低电位侧的开关元件全部导通的时刻检测出的各相的相电流值，生成所述电机控制信号，在所述各低电位侧的任意一个开关元件的导通时间比所述电流值的检测时间短的情况下，所述控制信号输出单元基于与所述开关元件对应的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测所述不能够检测出电流的相的相电流值，在对所述二相进行电流检测时，输出保持与所述不能够检测出电流的相对应的所述开关臂的开关状态的所述电机控制信号。
2.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制信号输出单元通过基于检测出的各相的相电流值进行电流反馈控制，来运算各相的电压指令值，基于与所述各电压指令值对应的占空比指示值与三角波的比较，生成所述电机控制信号，使各相的占空比指示值向高电位侧偏移，使得所述不能够检测出电流的相的占空比指示值成为与该不能够检测出电流的相对应的高电位侧的开关元件保持为导通状态的值，由此输出保持与所述不能够检测出电流的相对应的所述开关臂的开关状态的所述电机控制信号。
3.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制信号输出单元生成所述电机控制信号，以进行近似三次谐波叠加正弦波通
4.如权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制信号输出单元生成所述电机控制信号，以进行近似三次谐波叠加正弦波通H1^ ο
5.如权利要求1所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制信号输出单元生成所述电机控制信号，以进行正弦波通电。
6.如权利要求2所述的电机控制装置，其特征在于，所述控制信号输出单元生成所述电机控制信号，以进行正弦波通电。
7.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求1所述的电机控制装置。
8.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求2所述的电机控制装置。
9.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求3所述的电机控制装置。
10.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求4所述的电机控制装置。
11.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求5所述的电机控制装置。
12.一种电动动力转向装置，其特征在于， 具有权利要求6所述的电机控制装置。
全文摘要
本发明提供一种电机控制装置和电动动力转向装置，其能够同时实现高精度的电流检测和电压利用率的改善。在驱动电路中与各相对应的低电位侧的各开关元件(FET)的任意一个的导通时间(t0)比电流值的检测时间(ts)短的情况下，微机基于与该FET对应的不能够检测出电流的相以外的二相的相电流值，推测该不能够检测出电流的相的相电流值(盲修正)。而且，在利用该盲修正检测电流时，在对作为该盲修正的基础的不能够检测出电流的相以外的二相进行电流检测的期间，输出保持与该不能够检测出电流的相对应的开关臂的开关状态的电机控制信号。
文档编号H02P6/16GK102349227SQ20108001150
公开日2012年2月8日 申请日期2010年3月10日 优先权日2009年3月17日
发明者松本勤, 酒井厚夫, 铃木一志 申请人:株式会社捷太格特