专利名称：一种低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力控制设备，尤其是DC-AC辅助实现低输出电压纹波的PFC变换器
工作方法及其装置。
背景技术：
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点功率因数较低(一般仅为 0. 45 0. 75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。现有BucKBoost、 Buck-Boost等多种功率因数校正电路拓扑结构。功率因数校正控制集成电路负责检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号控制开关装置，调节传递给负载的能量以稳定输出；同时保证开关电源的输入电流跟踪电网输入电压，实现接近于I的功率因数。控制集成电路的结构和工作原理由开关电源采用的控制方法决定。对于同一功率电路拓扑，采用不同的控制方法会对开关电源的稳态精度及动态性能等方面产生影响。传统的有源功率因数校正变换器直流输出电压包含有二倍工频纹波，若二倍工频输出电压纹波被引入功率因数校正控制器中，会使功率因数校正变换器的输入电流含有三次谐波电流成分，降低了功率因数校正变换器的输入功率因数。因此传统有源功率因数校正变换器的直流输出电压反馈控制环截止频率低(一般仅为10 20Hz)，这严重影响功率因数校正变换器对负载变化的动态响应能力。此外，由于有源功率因数校正变换器的直流输出电压纹波较大，需在功率因数校正变换器输出端接一个电容值很大的输出电容后，还需要再接一个DC-DC变换器来提高负载直流输出电压的稳态精度和对负载变化的动态响应能力，使变换器设计成本高、效率低。
发明内容
本发明的目的是提供一种DC-AC辅助实现低输出电压纹波的PFC变换器工作方法，采用该方法可使单相PFC变换器输出电压纹波减小，并且其动态响应性能好，效率高， 抗干扰能力强，适用于各种拓扑结构的单相PFC变换器。本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是一种开关电源的工作方法，其具体作法是单相功率因数校正变换器直流输出电容的上端接负载的上端，单相功率因数校正变换器直流输出电容的下端接单相逆变器交流输出电容的上端，单相逆变器交流输出电容的下端接负载的下端，同时负载的下端接地。单相功率因数校正控制器采样单相功率因数校正变换器的电感电流、输入电压和负载直流输出电压，经过现有的PFC控制策略(乘法器控制策略、单周控制策略等)得到功率因数校正变换器的控制信号。单相逆变器的控制器采样单相功率因数校正变换器的输入电压和负载电流得到单相逆变器的控制目标信号，单相逆变器的控制器同时采样逆变器的交流输出电压，通过双闭环控制等逆变器控制策略使逆变器的交流输出电压与功率因数校正变换器的直流输出电压纹波同幅值、反相位。各控制器的工作原理如下输入电压检测电路VC1检测单相PFC变换器TD的整流输入电压Vin，输入电压有效值检测电路VC2检测单相PFC变换器TD的整流输入电压有效值 Vrms,输出电压检测电路VC3检测负载R的直流输出电压V。，电感电流检测电路IC1检测单相 PFC变换器TD的电感电流Ip直流输出电压V。与直流参考电压V1^ef的差值通过PI控制器补偿后再乘以整流输入电压Vin作为除法器的一个输入，除法器的另一个输入为整流输入电压有效值Vmis的平方，除法器的输出即为基准正弦电流IMf。电感电流L与基准正弦电流IMf的差值通过PI控制器补偿后送入PWM发生器，得到单相PFC变换器TD的控制脉冲。输入电压检测电路VC4检测单相PFC变换器TD的交流输入电压Vin A。，输出电流检测电路IC2检测负载R的电流I。，交流输入电压Vin A。经过倍频电路DU倍频后与负载电流I0相乘得到单相逆变器IN的控制参考电压V^f。交流输出电压检测电路VC5检测单相逆变器 IN的交流输出电压V。AC，交流输出电压V。AC与控制参考电压Vc_Mf的差值通过PI控制器补偿后送入PWM发生器，得到单相逆变器IN的控制脉冲。与现有技术相比，本发明的有益效果是I、相对于已有的功率因数校正变换器，采用本发明的功率因数校正变换器处于稳态时，有效地减小了负载的直流输出电压纹波，有利于变换器整流滤波电路选用较小的输出电容；2、采用本发明的功率因数校正变换器可提高输出电压反馈控制环的截止频率，因此负载发生突变时，控制器能够立即改变参考正弦电流，变换器可迅速进入新的稳态；3、采用发明的功率因数校正变换器无需后级的DC-DC变换器，仅需要一个小功率的直流输出电压纹波补偿逆变器，提高了变换器整机的效率。本发明的另一目的是提供一种实现以上开关电源工作方法的装置。本发明实现该发明目的所采用的技术方案是一种实现以上开关电源工作方法的装置，由单相PFC变换器TD、单相逆变器IN和控制器组成。单相PFC变换器直流输出电容的上端接负载的上端，单相PFC变换器直流输出电容的下端接单相逆变器交流输出电容的上端，单相逆变器交流输出电容的下端接负载的下端，同时负载的下端接地。控制器包括电压检测电路VCC、电流检测电路1C、补偿网络CN、乘法器MU、除法器 DV、倍频电路DU、逻辑比较电路LC和驱动电路DR。所述的输出电压检测电路VC3与补偿网络CN1相连；输入电压检测电路VC1与补偿网络CN1的输出分别与乘法器MU1相连，输入电压有效值检测电路VC2与乘法器MU2相连，乘法器MU1的输出与乘法器MU2的输出与分别与除法器DV相连，除法器DV的输出与电感电流检测电路IC1做差后与补偿网络CN2相连，补偿网络CN2的输出与逻辑比较电路LC1相连后再与驱动电路DR1相连。所述的交流输入电压检测电路VC4与倍频电路DU相连，倍频电路DU的输出与负载电流检测电路IC2分别与乘法器MU3相连，乘法器MU3的输出与交流输出电压检测电路VC5做差后与补偿网络CN3相连，补偿网络CN3的输出与逻辑比较电路LC2相连后再与驱动电路DR2相连。采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细的说明。
图I为本发明的系统结构框图。图2为本发明实施例一的电路结构示意图。图3a为本发明实施例一在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图3b为本发明实施例一在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图3c为本发明实施例一在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图3仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电感 L2 = 0. 2mH、电容 C1 = C2 = 330uF、负载阻值 R = 160 Q ,单相 Boost PFC 变换器电压控制环补偿参数Kp = 152, K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数 Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，单相全桥逆变器电压控制环补偿参数Kp = 100，K1 = 0. 5。图4a为本发明实施例一在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图4b为本发明实施例一在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图4c为本发明实施例一在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图4仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电感 L2 = 0. 2mH、电容 C1 = C2 = 330uF、负载阻值 R = 400 Q ,单相 Boost PFC 变换器电压控制环补偿参数Kp = 152, K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数 Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，单相全桥逆变器电压控制环补偿参数Kp = 100，K1 = 0. 5。图5a为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图5b为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图5c为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图5仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电容C1 = 330uF、负载阻值R= 160 Q，单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数1= 10.7,1= 10. 6，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0.7,K1 = 0.65。图6a为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图6b为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图6c为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图6仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电容C1 = 330uF、负载阻值R = 400 Q，单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数1= 10.7,1= 10. 6，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0.7,K1 = 0.65。
图7a为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图7b为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图7c为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图7仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电容C1 = 330uF、负载阻值R= 160 Q，单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数Kp = 152，K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。图8a为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。图8b为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电压的时域仿真波形图。图8c为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。图8仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电容C1 = 330uF、负载阻值R = 400 Q，单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数Kp = 152，K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。图9为本发明实施例一在负载变化(负载在0. 5s时刻由0. 4KW跃变至1KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图9仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值V,ef = 400V、电感 L1 = ImH、电感L2 = 0. 2mH、电容C1 = C2 = 330uF,单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数Kp= 152, K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0. 7，K1 = 0. 65， 单相全桥逆变器电压控制环补偿参数Kp = 100, K1 = 0. 5。图10为本发明实施例一在负载变化(负载在0. 5s时刻由IKW跃变至0. 4KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图10仿真条件与图9相同。图11为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载变化(负载在0. 5s时刻由0. 4KW跃变至1KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图11仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值Vref = 400V、电感 L1 = ImH、电容C1 = 330uF,单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数Kp = 10. 7，K1 =
10.6，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。图12为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载变化(负载在0. 5s时刻由IKW跃变至0. 4KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图12仿真条件与图11相同。图13为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载变化(负载在0. 5s时刻由0. 4KW跃变至1KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图13仿真条件如下输入电压Vin = 220V、直流输出电压参考值Nref = 400V、电感L1 = ImH、电容C1 = 330uF,单相Boost PFC变换器电压控制环补偿参数Kp = 152，K1 = 150，单相Boost PFC变换器电流控制环补偿参数Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。CN 102545563 A图14为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载变化(负载在0. 5s时刻由IKW跃变至0. 4KW)时变换器输出电压的仿真波形图。图14仿真条件与图13相同。图15为本发明实施例二的电路结构示意图。图16为本发明实施例三的电路结构示意图。
具体实施例方式实施例一图2示出，本发明的一种具体实施方式
为，一种开关电源的控制方法，其具体作法是输入电压检测电路VC1检测单相Boost PFC变换器的整流输入电压Vin，输入电压有效值检测电路VC2检测单相Boost PFC变换器的整流输入电压有效值V s，输出电压检测电路VC3检测负载R的直流输出电压V。，电感电流检测电路IC1检测单相Boost PFC变换器电感电流L。直流输出电压V。送误差放大器VA1，误差放大器VA1用直流参考电压VDe_Mf与直流输出电压Vtl进行比较产生误差电压值AVdc ;误差电压值AVdc经补偿网络CN1调节再乘以整流输出电压Vin作为除法器的一个输入，由除法器除以整流输入电压有效值Vnns的平方，除法器的输出即为基准正弦电流Iref。电感电流L送误差放大器VA2，误差放大器VA2用基准正弦电流IMf与电感电流込进行比较产生误差电流值A I ;误差电流值A I经补偿网络CN2调节与载波进行比较，根据比较结果产生开关管SW1的控制脉冲Pnl，经驱动电路DR1 向单相Boost PFC变换器的开关SW1输出控制信号。输入电压检测电路VC4检测单相Boost PFC变换器的交流输入电压Vin A。，输出电流检测电路IC2检测负载R的电流I。，输入电压检测电路VC5检测单相全桥逆变器的交流输出电压\—kc。交流输出电压Vin—AC经过倍频电路DU 倍频后与负载电流I0相乘得到单相全桥逆变器的控制参考电压V^f。交流输出电压V。A。 送误差放大器VA3,误差放大器VA3用控制参考电压\c_ref与交流输出电压Vp AC进行比较产生交流误差电压值AVac;交流误差电压值AVa。经补偿网络CN3调节与载波进行比较，根据比较结果产生开关管SW2 SW5的控制脉冲Pn2 Pn5，经驱动电路DR2向单相全桥逆变器的开关SW2 SW5输出控制信号。图2示出，本发明的一种具体实施方式
为低输出电压纹波的功率因数校正变换器。本例中，功率因数校正控制器采样单相Boost PFC变换器的电感电流、输入电压和负载直流输出电压，经过传统的双闭环补偿计算得到功率因数校正变换器的控制信号。单相全桥逆变器的控制器通过检测单相Boost PFC变换器的交流输入电压与负载R的电流来得到控制参考电压，通过倍频电路DU得到单相全桥逆变器的控制目标信号，使单相全桥逆变器的交流输出电压与Boost PFC变换器的直流输出电压纹波同幅值、反相位。负载R两端电压为Boost PFC变换器的直流输出电压与单相全桥逆变器的交流输出电压之和，因此控制器通过单相全桥逆变器的交流输出电压使负载R两端的直流电压含有的直流输出电压纹波低。本例的单相PFC变换器为Boost型变换器，单相逆变器为全桥型逆变器。用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析,结果如下。图3为本发明实施例一的IKW低输出电压纹波单相Boost PFC变换器的时域仿真分析结果，各分图(a)、(b)、(c)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。变换器在稳态时输入电流跟踪输入电压，输出电压波形稳定在设定值400V，实现功率因数变换器的功能。 此时输出电压纹波峰峰值为3. 58V，输入电流3、5、7、9、11、13、15和17次谐波占基波的比重分别为 6. 75%,2. 41%,0. 61%,0. 35%,0. 32%,0. 26%,0. 2%和 0. 15%，总谐波畸变率为 7. 22%。图4为本发明实施例一的0. 4KW低输出电压纹波单相Boost PFC变换器的时域仿真的分析结果，各分图(a)、(b)、(c)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。变换器在稳态时输入电流跟踪输入电压，输出电压波形稳定在设定值400V，实现功率因数变换器的功能。此时输出电压纹波峰峰值为2. 14V，输入电流3、5、7、9、11、13、15和17次谐波占基波的比重分别为 10. 31%,2. 88%,0. 53%,0. 27%,0. 08%,0. 07%,0. 04%和 0. 04%，总谐波畸变率为10. 73%。图5为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率的IKW单相Boost PFC变换器的时域仿真分析结果，各分图(a)、(b)、(c)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。变换器在稳态时输入电流跟踪输入电压，输出电压波形稳定在设定值400V，实现功率因数变换器的功能。此时输出电压纹波峰峰值为25.91￥，输入电流3、5、7、9、11、13、15和17次谐波占基波的比重分别为 4. 07%,0. 4%,0. 33%,0. 28%,0. 23%,0. 17%,0. 12%和 0. 07%，总谐波畸变率为4. 13%。图6为传统低直流输出电压反馈控制环截止频率的0. 4KW单相Boost PFC变换器的时域仿真分析结果，各分图(a)、(b)、(c)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。变换器在稳态时输入电流跟踪输入电压，输出电压波形稳定在设定值400V，实现功率因数变换器的功能。此时输出电压纹波峰峰值为11. 15V，输入电流3、5、7、9、11、13、15和17次谐波占基波的比重分别为 5. 55% A. 18%,0. 58%,0. 16%,0. 04%,0. 02%,0. 11%和 0. 16%, 总谐波畸变率为5. 73%。图7为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率的IKW单相Boost PFC变换器的时域仿真分析结果，各分图(a)、(b)、(c)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。变换器在稳态时输出电压波形稳定在设定值400V,但输入电流此时存在严重的三次谐波畸变，未能实现功率因数变换器的功能。此时输出电压纹波峰峰值为29. 22V，输入电流3、5、
7、9、11、13、15 和 17 次谐波占基波的比重分别为 43. 44%,9. 65%U. 56%,0. 03%,0. 18%, 0. 17%,0. 15%和0. 13%，总谐波畸变率为44. 52%。图8为传统高直流输出电压反馈控制环截止频率的0. 4KW单相Boost PFC变换器的时域仿真分析结果，各分图(a)、(b)、(C)分别为输出电压、输入电压和电感电流波形。 变换器在稳态时输出电压波形稳定在设定值400V，但输入电流此时存在严重的三次谐波畸变，未能实现功率因数变换器的功能。此时输出电压纹波峰峰值为12. 73V，输入电流3、5、
7、9、11、13、15 和 17 次谐波占基波的比重分别为 44. 58%,9. 95%U. 26%,0. 26%,0. 39%, 0. 32%,0. 25%和0. 21%，总谐波畸变率为45. 70%。由图3 图8可以看出，本发明实施例一在单相Boost PFC变换器工作于稳态时输出电压纹波峰峰值最小，且输入电流的谐波畸变率仅稍大于传统低直流输出电压反馈控制环截止频率的单相Boost PFC变换器，明显低于传统高直流输出电压反馈控制环截止频率的单相Boost PFC变换器。
图9为负载由0. 4KW变为IKW变化前后，本发明实施例一的输出电压波形。图示中，负载在0. 5s时刻变化时，本发明实施例一的单相Boost PFC变换器可迅速进入新的稳态。输出电压跌落量为4. 4V，输出电压超调量为3V，需0.013s系统才能回到稳态(±2V的输出电压波动范围)。可见，本发明实施例一在负载增大时具有良好的动态特性。图10为负载由IKW变为0. 4KW变化前后，本发明实施例一的输出电压波形。图示中，负载在0. 5s时刻变化时，本发明实施例一的单相Boost PFC变换器可进入新的稳态。输出电压跌落量为0V，输出电压超调量为7. 5V，需0. Ols系统才能回到稳态(±2V的输出电压波动范围)。可见，本发明实施例一在负载减小时具有良好的动态特性。图11为负载由0. 4KW变为IKW变化前后，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器的输出电压波形。图示中，负载在0.5s时刻变化时，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器进入新的稳态速度慢。输出电压跌落量为42. 5V，输出电压超调量为18. 9V，需0. Ils系统才能回到稳态(±12V的输出电压波动范围)。可见，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载增大时瞬态响应速度慢，且输出电压的跌落量与超调量大，稳态精度也低。图12为负载由IKW变为0. 4KW变化前后，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器的输出电压波形。图示中，负载在0. 5s时刻变化时，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器进入新的稳态速度慢。输出电压跌落量为40. 35V，输出电压超调量为17. 56V，需0. 15s系统才能回到稳态(±5V的输出电压波动范围)。可见，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载减小时瞬态响应速度慢，且输出电压的跌落量与超调量大，稳态精度也低。图13为负载由0. 4KW变为IKW变化前后，传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器的输出电压波形。图示中，负载在0. 5s时刻变化时，传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器进入新的稳态速度较快。输出电压跌落量为19. 5V，输出电压超调量为14V，需0.017s系统才能回到稳态(± 10V的输出电压波动范围)。可见，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载增大时瞬态响应速度较快，但输出电压的跌落量与超调量大，稳态精度也低。图14为负载由IKW变为0. 4KW变化前后，传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器的输出电压波形。图示中，负载在0. 5s时刻变化时，传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器进入新的稳态速度较快。输出电压跌落量为6. IV，输出电压超调量为8. IV，需0. 024s系统才能回到稳态(±5V的输出电压波动范围)。可见，传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器在负载减小时瞬态响应速度较快，但输出电压的跌落量与超调量大，稳态精度也低。由图9 图14可以看出，本发明实施例一在变换器工作于瞬态下输出电压纹波最小，稳态精度最高，且在负载增大与减小时输出电压的跌落量与超调量均最小，调整时间也最短，明显优于传统低直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器和传统高直流输出电压反馈控制环截止频率单相Boost PFC变换器。实施例二图15示出，本例与实施例一相比，不同之处是采样单相Boost PFC变换器的输出电压，经过隔直电路ID隔直后得到单相Boost PFC变换器的输出电压纹波，以此作为单相全桥逆变器的控制参考信号电压VAe_f。控制方式和工作过程与实施例一类似。同样能通过仿真结果证明，它能实现本发明的目的。实施例三图16示出，本例与实施例一相比，不同之处是开关电源的PFC变换器为隔离型 Boost变换器。控制方式和工作过程与实施例一类似。同样能通过仿真结果证明，它能实现本发明的目的。本发明方法除可用于以上实施例中的Boost PFC变换器组成的开关电源外，也可用于Buck变换器、Cuk变换器、正激变换器、反激变换器、半桥变换器、全桥变换器、无桥PFC 变换器、隔离型PFC变换器等多种功率电路组成的PFC开关电源，其控制策略处了以上实施例中Boost PFC变换器的平均电流控制策略外，也可用峰值电流控制、单周控制等其它PFC 变换器控制策略。单相逆变器除了上述实施例中的全桥逆变器及其单电压环控制策略外， 也可用半桥逆变器等逆变器拓扑以及双闭环等逆变器控制策略。
权利要求
1.一种低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法，采用DC-AC辅助实现PFC变换器低输出电压纹波，其特征在于单相PFC变换器TD直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相PFC变换器TD直流输出电容C1的下端接单相逆变器IN交流输出电容C2的上端，单相逆变器IN交流输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地；单相功率因数校正控制器采样单相功率因数校正变换器的电感电流、输入电压和负载直流输出电压， 经过PFC控制策略得到功率因数校正变换器的控制信号；单相逆变器的控制器采样单相功率因数校正变换器的输入电压和负载电流得到单相逆变器的控制目标信号，所述单相逆变器的控制器同时采样逆变器的交流输出电压，通过逆变器双闭环控制策略使逆变器的交流输出电压与功率因数校正变换器的直流输出电压纹波同幅值、反相位。
2.如权利要求I所述的低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法，其特征在于， 所述单相PFC变换器TD的控制方法是输入电压检测电路VC1检测单相PFC变换器TD的整流输入电压Vin，输入电压有效值检测电路VC2检测单相PFC变换器TD的整流输入电压有效值V s，输出电压检测电路VC3检测负载R的直流输出电压V。，电感电流检测电路IC1检测单相PFC变换器TD的电感电流込；直流输出电压V。与直流参考电压VDC_Mf的差值通过PI控制器补偿后再乘以整流输入电压Vin 作为除法器的一个输入，除法器的另一个输入为整流输入电压有效值Vnns的平方，除法器的输出即为基准正弦电流IMf ;电感电流込与基准正弦电流Iref的差值通过PI控制器补偿后送入PWM发生器，得到单相PFC变换器TD的控制脉冲。
3.如权利要求I所述的低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法，其特征在于， 所述单相逆变器IN的控制方法是输入电压检测电路VC4检测单相PFC变换器TD的交流输入电压Vin—A。，输出电流检测电路IC2检测负载R的电流I。，交流输入电压Vin A。经过倍频电路DU倍频后与负载电流I0相乘得到单相逆变器IN的控制参考电压V^f ;交流输出电压检测电路VC5检测单相逆变器 IN的交流输出电压V。AC，交流输出电压V。与控制参考电压V^6f的差值通过PI控制器补偿后送入PWM发生器，得到单相逆变器IN的控制脉冲。
4.如权利要求I所述的低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法，其特征在于， 所述的单相逆变器IN的控制方法是输出电压纹波检测电路VC4检测单相PFC变换器TD的直流输出电压，经过隔直电路 ID隔直后得到单相PFC变换器TD的输出电压纹波并作为单相逆变器IN的控制参考电压 VAC_ref,交流输出电压检测电路VC5检测单相逆变器IN的交流输出电压V。—AC ;交流输出电压 Vo ac与控制参考电压\c_ref的差值通过PI控制器补偿后送入PWM发生器，得到单相逆变器 IN的控制脉冲。
5.如权利要求I所述的低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法，其特征在于， 所述的PFC控制策略包括平均电流控制、峰值电流控制、单周控制。
6.一种实现权利要求或I或2或3或4或5所述的低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法的控制装置，由单相PFC变换器TD、单相逆变器IN和控制器组成，其特征在于， 单相PFC变换器直流输出电容的上端接负载的上端，单相PFC变换器直流输出电容的下端接单相逆变器交流输出电容的上端，单相逆变器交流输出电容的下端接负载的下端，同时负载的下端接地。
7.如权利要求6所述的控制装置，其中单相PFC变换器拓扑为常见的Boost变换器、 Buck变换器、全桥变换器、反激变换器；单相逆变器拓扑为全桥、半桥或Boost型逆变器拓扑。
全文摘要
本发明公开了一种低输出电压纹波的功率因数校正变换控制方法及其装置。单相功率因数校正控制器采样单相功率因数校正变换器的输入电压、电感电流和输出电压后，经PFC控制策略得到功率因数校正变换器的控制信号；单相逆变器的控制器采样单相功率因数校正变换器的输入电压和负载电流得到单相逆变器的控制目标信号，同时采样逆变器的交流输出电压，通过逆变器双闭环控制策略使逆变器的交流输出电压与功率因数校正变换器的直流输出电压纹波同幅值反相位。本发明在实现高功率因数的同时消除了单相PFC变换器的输出工频纹波电压，提高了系统的动态响应，克服了传统两级功率因数校正变换器效率低成本高的问题。本发明还可应用于低纹波的高功率因数校正AC/DC恒流源设计中。
文档编号H02M1/42GK102545563SQ201210007199
公开日2012年7月4日 申请日期2012年1月11日 优先权日2012年1月11日
发明者张婓, 许建平, 阎铁生, 高建龙 申请人:西南交通大学