专利名称：直流-直流变换器的预偏置开机电路及控制方法
技术领域：
本申请涉及直流-直流变换器技术领域，特别是涉及ー种直流-直流变换器的预偏置开机电路及控制方法。
背景技术：
在直流-直流变换器领域，普遍采用同步整流技木，但是采用同步整流技术的直流-直流变换器中的能量能够双向流动，比如，Buck变换器，当输出电压大于输入电压与占空比的乘积时，电流将会由输出端流向输入端，如果把Buck变换器的输入端看作输出端，而把输出端看作输入端，此时，Buck变换器实际上是ー个Boost变换器。电流反向流动的现象普遍存在于采用同步整流技术的各类变换器拓扑中，在实际应用时可能造成问题，尤其是变换器在预偏置的情况开机吋，即在变换器输出端已经存在 一定电压的情况下开机时，反向电流可能会非常大，因为在大部分变换器中，为了获得平滑启动的效果，会设置软启动电路，使变换器开机后变换器内驱动电压的占空比逐渐増大，所以在变换器刚开机时驱动电压的占空比很小，此时就会产生反向电流，在驱动电压的占空比增大到足以使输入电压和输出电压达到平衡之前,反向电流会不断增大,反向电流太大可能造成变换器的器件应カ过大而导致失效，此外，也会造成输出电压跌落过大而导致负载电路不能保持正常运行。
发明内容
为解决上述技术问题，本申请实施例提供ー种直流-直流变换器预偏置开机电路及控制方法，以防止反向电流不断増大，将反向电流有效地限制在较小的程度，避免了直流-直流变换器中的器件因应カ过大而失效的现象发生，技术方案如下本申请提供ー种直流-直流变换器的预偏置开机电路，包括与所述直流-直流变换器电连接的脉冲阻止电路，所述脉冲阻止电路用于检测到所述直流-直流变换器中的开关管处于关断，且所述开关管中存在反向电流吋，则阻止所述直流-直流变换器中的功能开关管的导通驱动脉冲传递至所述功能开关管，以阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小到零，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管。优选的，所述直流-直流变换器为Buck变换器，所述Buck变换器主要包括控制电路、开关管、续流开关管和第一电感，所述脉冲阻止电路包括第二电感、阻断开关管，其中所述第二电感与所述第一电感相耦合，且所述第二电感的同名端连接所述阻断开关管的第一端，且所述第一端连接所述续流开关管的控制端，所述第二电感的另一端连接所述阻断开关管的控制端，所述第二电感用于判断所述开关管中是否存在反向电流；所述阻断开关管的第二端连接所述控制电路的第一输出端，所述阻断开关管用于所述第二电感检测到所述开关管中存在反向电流时，阻止所述控制电路第一输出端输出的控制所述续流开关管导通的驱动脉冲传递至所述续流开关管。优选的，所述直流-直流变换器为有源箝位变换器，所述有源箝位变换器主要包括控制电路、开关管、箝位开关管和变压器，所述变压器包括原边绕组，与所述原边绕组耦合的副边绕组，与所述原边绕组相耦合的辅助绕组，其特征在于，所述脉冲阻止电路包括变压器耦合绕组、阻断开关管，其中所述变压器耦合绕组与所述原边绕组耦合，且所述变压器耦合绕组的同名端与所述阻断开关管的第一端相连，且所述第一端连接所述控制电路的第二输出端，所述变压器耦合绕组的另一端连接所述阻断开关管的控制端，所述变压器耦合绕组用于检测所述开关管中是否存在反向电流；所述阻断开关管的第二端连接所述箝位开关管的控制端，所述阻断开关管用于变压器耦合绕组检测到所述开关管中存在反向电流时，阻止所述控制电路第二输出端输出的控制所述箝位开关管导通的驱动脉冲传递至所述箝位开关管。
优选的，所述直流-直流变换器包括软启动电容，还包括连接在所述脉冲阻止电路与所述软启动电容之间的软启动加速电路，所述软启动加速电路用于检测到所述脉冲阻止电路阻止所述功能开关管导通时，输出电流为所述软启动电容充电。优选的，所述直流-直流变换器为Buck变换器，所述软启动加速电路包括软启动开关管，所述软启动开关管的第一端连接所述阻断开关管的第二端，所述软启动开关管的控制端连接所述阻断开关管的第一端，所述软启动开关管的第二端连接所述软启动电容，当所述阻断开关管阻止所述续流开关管导通时，所述软启动开关管导通，为所述软启动电容提供充电电流。优选的，所述软启动加速电路还包括依次串接在所述软启动开关管的第二端与所述软启动开关管之间的充电电阻和ニ极管，所述充电电流经过所述充电电阻和所述ニ极管流入所述软启动电容。优选的，所述直流-直流变换器为有源箝位变换器，所述软启动加速电路包括软启动开关管、第一开关管、充电电阻、第一ニ极管、第二ニ极管和第一电容，其中所述软启动开关管的第一端通过依次串联的充电电阻和第一ニ极管连接所述软启动电容，所述软启动开关管的第二端连接所述阻断开关管的第一端，所述软启动开关管的控制端连接所述阻断开关管的第二端；所述第一开关管的第一端连接接地端，第二端连接所述充电电阻与所述第一ニ极管的公共端，控制端连接所述阻断开关管的第一端；所述第二ニ极管的阳极连接在所述阻断开关管的第一端，阴极连接所述软启动开
关管的第二端；所述第一电容一端连接所述第二ニ极管的阴极，另一端连接所述接地端当所述阻断开关管阻止所述箝位开关管导通时，所述软启动开关管导通，所述第ー开关管截止，为所述软启动电容提供充电电流。优选的，所述阻断开关管为N型MOS管，且所述第一端为源极、第二端为漏扱，控制端为栅扱。优选的，所述软启动开关管为PMOS管，所述第一端为源极、第二端为漏极，所述控制端为栅扱。
优选的，所述软启动开关管和所述第一开关管均为NMOS管，所述第一端为源扱、第二端为漏极，控制端为栅扱。
本申请还提供ー种直流-直流变换器的预偏置开机控制方法，包括检测所述直流-直流变换器中的开关管处于关断时，所述开关管中是否存在反向电流，得到第一检测结果；当检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小至零，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管。优选的，该方法还包括在检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，为所述软启动电容充电。由以上本申请实施例提供的技术方案可见，所述直流-直流变换器预偏置开机电路，通过脉冲阻止电路检测所述开关管中存在反向电流时，阻止所述直流-直流变换器中的功能开关管的导通驱动脉冲信号传递至所述功能开关管，从而阻止所述功能开关管导通，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管，从而阻止了开关管中的反向电流不断増大，将反向电流有效地限制在较小的程度，避免了直流-直流变换器中的器件因应カ过大而失效的现象发生，延长了直流-直流变换器的使用寿命。
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的ー些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图I为本申请实施例ー种直流-直流变换器预偏置开机电路的原理框图；图2为现有技术中ー种典型的Buck变换器的电路示意；图3为图2所示的电路的主要工作波形示意图；图4为本申请实施例提供的脉冲阻止电路应用于图2所示的Buck变换器中的具体电路原理示意图；图5为图4所示的电路的主要工作波形图；图6现有技术中ー种典型的有源箝位变换器的电路示意图；图7为图6所示的有源箝位变换器的在预偏置条件下启动的主要波形示意图；图8本申请实施例提供的脉冲阻止电路应用于图6所示的有源箝位变换器的电路原理示意图；图9为图8示出的电路的主要工作波形示意图；图10为本申请实施例另ー种直流-直流变换器预偏置开机电路的电路原理框图；图11为图10所不的电路应用于Buck变换器的电路不意图；图12为图10所不的电路应用于有源箱位变换器的电路不意图；图13为本申请实施例ー种直流-直流变换器的预偏置开机方法的流程示意图。
具体实施例方式为了使本技术领域的人员更好地理解本申请中的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。请參见图1，示出了本申请实施例提供的ー种直流-直流变换器预偏置开机电路的原理框图，如图所示的应用电路包括直流-直流变换器100、脉冲阻止电路200。所述脉冲阻止电路200用于检测所述直流-直流变换器100中的开关管关断吋，开关管中是否存在反向电流，如果检测到反向电流的存在，则阻止直流-直流变换器电路中的功能开关管导通，直到所述开关管中的反向电流减小为零，具体的阻止控制所述功能开关管导通的驱动脉冲传递至所述功能开关管； 具体应用时，所述直流-直流变换器为Buck变换器时，所述功能开关管为续流开关管；所述直流-直流变换器为有源箝位变换器时，所述功能开关管为箝位开关管。本实施例提供的直流-直流变换器预偏置开机电路，能够阻止直流-直流变换器在预偏置开机时的反向电流不断増大，将反向电流有效地限制在较小的程度，避免了直流-直流变换器中的器件因应カ过大而失效的现象发生，延长了直流-直流变换器的使用寿命。下面将详细介绍本申请提供的脉冲阻止电路应用于不同电路结构的直流-直流变换器的情況。(一 )所述脉冲阻止电路应用于Buck变换器中请參见图2，示出了ー种典型的Buck变换器的电路示意图，该变换器主要包括开关管Q1、续流开关管Q2、第一电感L、软启动电容Css和控制电路101。所述控制电路101的第一输出端输出驱动脉冲以驱动续流开关管Q2，所述控制电路101的第二输出端输出驱动脉冲以驱动开关管Ql，所述控制电路101控制所述开关管Ql和续流开关管Q2以互补形式交替导通，即开关管Ql导通吋，续流开关管Q2关断，开关管Ql关断时，续流开关管Q2导通。控制电路101配置有软启动电容Css，所述Buck变换器开机后控制电路101对软启动电容Css逐渐充电控制开关管Ql的驱动脉冲占空比逐渐増大，使得Buck变换器在预偏置条件下启动时，可能在开关管Ql中产生很大的反向电流。具体的,请參见图3,示出了图2所示的Buck变换器预偏置开机时对应的主要工作波形示意图。图3中Vgsl对应的电压波形为开关管Ql的栅源驱动电压，Vgs2对应的电压波形为续流开关管Q2的栅源驱动电压，IL对应的波形为电感L内的电感电流；具体的，假设Buck变换器启动前第一电感L中的电流IL为零，由于控制电路101中配置有软启动电容Css，Buck变换器将以很小的占空比开始启动，即开关管Ql的驱动脉冲的占空比很小。如图3所示，Vgsl为高电平期间，开关管Ql导通，在开关管Ql导通期间，电感电流IL逐渐上升，由于Vgsl的占空比很小，开关管Ql导通时间很短，电感电流IL只能上升到ー个较小的值在开关管Ql关断吋，Vgs2由低电平变为高电平，续流开关管Q2开始导通，此时，受到输出端预偏置电压Vo的作用，第一电感L中储存的能量经过续流开关管Q2释放，使得电感电流IL下降，由于电感电流IL的值较小,很快降至零,在电感电流降为零后，由Vgs2的波形可知，续流开关管Q2继续保持导通，因此，电感电流IL变为负值，即电流反向，并反向増大。到Vgsl的ー个周期结束时，电感电流IL不能回到周期开始时的值，而是反向有所增大，这是由于Vgsl的占空比很小，第一电感L在一个开关周期内承受的正向伏秒积小于反向伏秒积。如果Vgsl的占空比不能迅速增大使得正向伏秒积和反向伏秒积达到平衡，那么电感电流IL就会反向越来越大，如图3中所示的电感电流IL的波形所示，而反向的电感电流IL过大就可能造成器件应カ过大而损坏。请參见图4，示出了本申请实施例提供的所述脉冲阻止电路应用于图2所示的Buck变换器中的具体电路原理示意图。所述脉冲阻止电路200包括阻断开关管Q3、第二电感NL，其中，所述第二电感NL与所述第一电感L相耦合，且所述第二电感NL的同名端连接所述阻断开关管Q3的第一端，同时，所述第一端连接所述续流开关管Q2的控制端，所述第二电感NL的另一端连接所述阻断开关管Q3的控制端，所述第二电感NL用于判断开关管Ql中是否存在反向电流；所述阻断开关管Q3的第二端连接所述控制电路101的第一输出端，所述阻断开关管Q3用于当所述第二电感NL检测到存在反向电流吋，阻止所述控制电路101的第一输出端输出的控制所述续流开关管Q2导通的驱动脉冲传递至所述续流开关管Q2。需要说明的是，本实施例中的开关管Ql、续流开关管Q2及阻断开关管Q3均采用NMOS管实现，第一端为源极、第二端为漏极、控制端为栅极。但是，本申请并不限制所述开关管Ql、续流开关管Q2及阻断开关管Q3的类型，凡是能实现上述功能的开关管均是本申请公开和保护的范围。具体的，结合图5示出的图4所示的电路的主要工作波形图，详细介绍脉冲阻止电路应用于Buck变换器的工作过程。图5中，Vgsl对应的波形为开关管Ql的驱动电压；DRV对应的波形为控制电路101的第一输出端输出驱动信号的电压波形；Vgs2对应的波形为续流开关管Q2的驱动电压，Vgs3对应的波形为阻断开关管Q3的驱动电压；IQ1对应的波形为开关管Ql中的电流波形；IL对应的波形为第一电感L中的电流波形；Vgs9为软启动开关管Q9的驱动电压波形；Iss为软启动加速电路为软启动电容提供的充电电流Iss电流波形，其中，Vgs9和Iss在图11对应的实施例中应用。假设初始时刻为t0，此时电感电流IL为零，Buck变换器以较小的占空比启动。t0到tl期间，Vgsl为高电平，开关管Ql导通；Vgs2为低电平，续流开关管Q2关断；第一电感L上的电感电流IL从零开始上升，第一电感L的同名端的电压为正，第二电感NL感应的电压也是同名端为正，此时，阻断开关管Q3的栅源电压小于零，因此，阻断开关管Q3保持关断。但是，阻断开关管Q3的关断并不会妨碍续流开关管Q2的关断，因为，阻断开关管Q3自身具有寄生体ニ极管，不管阻断开关管Q3是否导通，续流开关管Q2栅极的关断驱动电流可以顺利流到控制电路101的第一输出端。tl到t2期间，到tl时刻，Vgsl由高电平变为低电平，开关管Ql关断，此时，控制电路101的第一输出端输出的驱动信号DRV由低电平变为高电平。在tl时刻电感电流IL为正向，开关管Ql关断后，电感电流IL继续保持正向，但会转向续流开关管Q2的寄生体ニ极管中，第一电感L承受的电压极性变为同名端为负，第二电感NL的感应电压也是同名端为负，即Vgs3为高电平，因此，阻断开关管Q3导通，控制电路101的第一输出端输出的高电平驱动信号能够通过阻断开关管Q3顺利传递至续流开关管Q2的控制端，使得续流开关管Q2导通，电感电流IL由续流开关管Q2的寄生体ニ极管转移到续流开关管Q2的沟道中，在输出端电压Vo的作用下，电感电流IL逐渐减小，减小为零后变为反向，并反向増大，因为在电感电流IL反向的过程中第一电感L承受的电压极性不变，一直为同名端为负，第二电感NL感应到的感应电压的极性也是同名端为负，因此，脉冲阻止电路200的状态一直从tl时刻保持到t2时刻。t2到t3期间，到t2时刻，电感电流IL已经反向增大到一定值，此时，控制电路101的第一输出端输出的脉冲信号DRV变为低电平，由于脉冲阻止电路200不阻止续流开关管Q2的关断，因此，续流开关管Q2在输出的驱动信号DRV变为低电平的同时关断，续流开关管Q2关断后，电感电流IL继续保持反向，但会转移至开关管Ql的寄生体ニ极管上，第一电感L承受的电压极性变为同名端为正，第二电感NL感应的电压也变为同名端为正，因此，阻断开关管Q3关断。与此同时，控制电路101输出的驱动电压Vgsl变为高电平，开关管Ql导通，电感电流IL由开关管Ql的寄生体ニ极管转移到开关管Ql的沟道中，在输入电压Vi的作用下，反向的电感电流IL逐渐减小，但由于Vgsl的占空比较小，到t3时亥Ij,电感电流IL尚未减小到零，仍然为反向电流。t3到t4期间，到t3时刻时，Vgsl变为低电平，开关管Ql关断，与此同时，控制电路101第一输出端输出的驱动信号DRV由低电平变为高电平；开关管Ql关断后，反向的电感电流IL从开关管Ql的沟道转移到开关管Ql的寄生体ニ极管中，第一电感L承受的电压极性不变，仍保持同名端为正，第二电感NL感应的电压也保持同名端为正，即Vgs3为低电平，阻断开关管Q3继续保持关断，因此，控制电路101输出的驱动信号DRV变为高电平时并不能传递至续流开关管Q2，因为阻断开关管Q3阻止了驱动信号DRV的传递，所以续流开关管Q2继续保持关断。在输入电压Vi的作用下，电感电流IL继续减小，直到t4时刻减小为零。t4到t5期间，到t4时刻，电感电流IL也即开关管Ql中的反向电流IQl减小至零，开关管Ql的寄生体ニ极管在输入电压Vi的作用下进入反向恢复过程，并产生一定的恢复电流，然后反偏关断，开关管Ql的寄生体ニ极管的反向恢复电流对于电感电流IL而言， 则是一正向电流，但其值较小，因此图5中并未体现，因此，当开关管Ql的寄生体ニ极管反向关断时，电感电流IL处于ー个较小的正向电流状态，这个小的正向电流将转向续流开关管Q2的寄生体ニ极管，使得第一电感L承受的电压极性变为同名端为负，第二电感NL的感应电感的极性也为同名端为负，即Vgs3变为高电平，使得阻断开关管Q3导通，进而使得控制电路101输出的高电平的驱动信号DRV传递至续流开关管Q2的控制端，使续流开关管Q2导通，此时，第一电感L承受的电压极性为同名端保持为负，在输出电压Vo的作用下，电感电流IL由较小的正向电流迅速减小为零，然后反向，并继续反向増大，直到t5时刻，电感电流IL反向增大到一定值。t5到t6期间与t2到t3期间类似，t6到t7期间与t3到t4期间类似，依次类推，图4所示的电路将如此运行若干个开关周期。对比图3和图5可知，图2和图4所示的两个电路中的续流开关管Q2的导通区间有很大区別，图4所示的直流-直流变换器应用所述脉冲阻止电路200，使得续流开关管Q2并不是在每个周期中驱动信号DRV为高电平的区间内都保持导通，而是在开关管Ql关断后，直到开关管Ql的寄生体ニ极管中的电流IQl降为零，即电感电流IL由反向电流降为零后，续流开关管Q2才导通。这样，电感电流IL就不会发生每个周期都被累积反向増大而逐渐变得越来越大的情况； 从图5所示的波形图可以看出，每个周期中电感电流IL从反向电流降至零的时刻不一定相同，即图5中t3到t4的时间不一定和t6到t7的时间相等，但这并不影响所述脉冲阻止电路发挥作用，当输入电压Vi较低时，可能出现反向的电感电流IL在ー个周期甚至数个周期内都未能降至零，此时，脉冲阻止电路200将使得续流开关管Q2 —直保持关断，直到反向的电感电流IL降为零才释放对控制续流开关管Q2导通的驱动信号DRV的阻止作用。因为脉冲阻止电路200不阻止续流开关管Q2的关断，所以续流开关管Q2在每个周期中都会被关断，那么续流开关管Q2的每次导通时间的最大限值不超过ー个开关周期。而电感电流IL的反向是由于续流开关管Q2的导通造成的，因此续流开关管Q2导通一次最多可以使电感电流IL反向増大的幅度为(Vo*T)/L，式中Vo是输出端电压，T是Buck变换器的开关周期，L是第一电感L的电感量。由于脉冲阻止电路200防止了反向的电感电流IL的逐渐积累，因此Buck变换器预偏置条件下开机后的最大反向电流也就被限制为峰值不超过(Vo · T)/L。( ニ)所述脉冲阻止电路应用于有源箝位变换器中请參见图6，示出了ー种典型的有源箝位变换器的电路示意图，该变换器主要包括开关管Q4、箝位开关管Q5、变压器T、整流管QlO、续流管QlI、电感L、控制电路101和软启动电容Css，其中，变压器T包含原边绕组I、与所述原边绕组耦合的副边绕组2、与原边绕组耦合的辅助绕组3，各元件的连接关系如图所示，此处不再赘述。所述控制电路101的第一输出端输出的驱动信号用于驱动开关管Q4,第二输出端输出的驱动信号用于驱动箝位开关管Q5，控制电路101控制开关管Q4和箝位开关管Q5交替导通，即开关管Q4导通时，箝位开关管Q5关断；开关管Q4关断时，箝位开关管Q5导通。需要说明的是，本实施例中的箝位开关管Q5采用P沟道MOS管实现，因此，箝位开关管Q5的栅极设置有电平移位电路102，能够将控制电路101的第二输出端输出的低电平转换为箝位开关管Q5需要的负电平；控制电路101配置有软启动电容Css，在该有源箝位变换器开机后，控制电路101通过对软启动电容Css逐渐充电控制开关管Q4的驱动信号的占空比逐渐増大。副边整流管QlO和续流管Qll的驱动信号来自变压器T的耦合绕组，正常工作时整流管QlO与开关管Q4保持同步导通和关断，而续流管Qll和箝位开关管Q5保持同步导通和关断。
请參见图7，示出了图6所示的有源箝位变换器的在预偏置条件下启动的主要波形示意图，对比图7和图3可知，有源箝位变换器中的开关管Q4的导通状态对应Buck变换器中的开关管Ql的导通状态，而有源箝位变换器中的箝位开关管Q5的导通状态则对应Buck变换器中的续流开关管Q2的导通状态，两种变换器中的电感电流IL的变化规律则完全一致，即同样具有反向电流问题。有源箝位变换器的预偏置开机问题从机理上说与Buck变换器一致，因此本发明提供的脉冲阻止电路同样可以在有源箝位变换器中实施，但因为有源箝位变换器在具体电路组成上与Buck变换器不同，因此本发明的具体实施方法也有所差异，下面主要针对两种变换器的差异部分进行详细说明。具体的，图6所示的有源箝位变换器与图2所示的Buck变换器相比，对所述脉冲阻止电路的实施有影响的主要不同点有两个一是有源箝位变换器增加了变压器T进行输入与输出之间的隔离；ニ是有源箝位变换器的中的箝位开关管Q5采用P沟道MOS管实现，驱动箝位开关管Q5导通的驱动电压Vgs5是负电平，相应的控制电路101的第二输出端输出的驱动信号为低电平时驱动箝位开关管Q5导通。请參见图8，示出了脉冲阻止电路应用于图6所示的有源箝位变换器的电路原理示意图。如图8所示，脉冲阻止电路200包括阻断开关管Q6和变压器耦合绕组NT，其中，所述变压器耦合绕组NT与所述变压器T的原边绕组I耦合，所述阻断开关管Q6的第一端和第二端串接在所述控制电路101的箝位开关管Q5驱动信号DRV的回路中，且其寄生体ニ极管的导通方向与驱动信号DRV的关断电流方向一致，因此，阻断开关管Q6只能阻止箝位开关管Q5导通，而不能阻止箝位开关管Q5关断。具体的，所述变压器耦合绕组NT的同名端连接所述阻断开关管Q6的第一端，同时，阻断开关管Q6的第一端还连接控制电路101的第二输出端，所述变压器耦合绕组NT的另一端连接所述阻断开关管Q6的控制端。阻断开关管Q6的第二端通过电平转换电路连接所述箝位开关管Q5的控制端。需要说明的是，本实施例中阻断开关管Q6采用N沟道MOS管实现，Q6的第一端为源极、第二端为漏极、控制端为栅极，本申请并不限制Q6的类型，凡是能够实现所述阻断开关管Q6的功能的开关管均是本申请公开和保护的范围。请參见图9,示出了图8示出的电路的主要工作波形示意图，图中Vgs4为开关管Q4的驱动信号的电压波形；DRV为控制电路输出的驱动信号的电压波形图；DRV2为所述驱动信号DRV经过脉冲阻止电路200后的电压波形；Vgs5为箝位开关管Q5的驱动信号的电压波形；Vgs6为阻断开关管Q6的驱动信号的电压波形；IQ4为开关管Q4的电流波形；IL为电感L的电流波形；Vgs7为软启动开关管Q7的驱动信号的电压波形；Iss为软启动加速电路为软启动电容Css提供的充电电流波形，其中Vgs7和Iss在后面图12对应的实施例中应用。 变压器耦合绕组NT用于检测开关管Q4关断后，其寄生体ニ极管中是否存在反向电流，如果存在反向电流，则变压器T的原边绕组I的极性是同名端为正，变压器耦合绕组NT的感应电压的极性也是同名端为正，使得阻断开关管Q6的驱动电压Vgs6为负电平(图9中的t2时刻)，阻断开关管Q6关断，使得控制电路101的第二输出端输出的低电平驱动信号DRV不能传递给箝位开关管Q5，从而阻止了箝位开关管Q5导通，直到开关管Q4中的反向电流减小为零(图9中的t4时刻)后，变压器T的原边绕组的电压极性反向，变为同名端为负，变压器耦合绕组NT的感应电压极性也变为同名端为负，此时，阻断开关管Q6的驱动电压Vgs6为高电平，阻断开关管Q6导通，使得控制电路101的第二输出端输出的低电平驱动信号DRV能够传递给箝位开关管Q5，从而使箝位开关管Q5导通。请參见图10，示出了另ー种直流-直流变换器预偏置开机电路的电路原理框图，在图I对应的实施例的基础上增加了软启动加速电路。本实施例提供的直流-直流变换器预偏置开机电路包括直流-直流变换器100、脉冲阻止电路200、软启动加速电路300，其中，所述脉冲阻止电路200的作用与图I中的脉冲阻止电路的作用相同，此处不再赘 述；所述软启动加速电路300用于检测到所述脉冲阻止电路200阻止所述功能开关管导通时，输出电流为所述软启动电容充电，缩短了软启动电容的充电过程，从而加快了直流-直流变换器的软启动过程，防止了直流-直流变换器的输出电压跌落过大而导致的负载电路不能正常运行的现象发生。具体的,请參见图11,示出了图10所示的电路应用于Buck变换器的电路示意图，在图4所示的电路的基础上增设了软启动加速电路300。參见图11,所述软启动加速电路300包括软启动开关管Q9、充电电阻Rss、ニ极管Dss，其中，本实施例中软启动开关管Q9为P沟道MOS管。所述软启动开关管Q9的第一端连接阻断开关管Q3的第二端，即控制电路101的第一输出端，第二端依次通过充电电阻Rss和ニ极管Dss连接至软启动电容Css，所述软启动开关管的控制端连接所述阻断开关管Q3的第一端。具体的，请參见图5所示的波形示意图，当所述阻断开关管Q3起作用阻止控制电路101输出的高电平驱动信号DRV传递至所述续流开关管Q2时，即图5中t3至t4期间，软启动开关管Q9的驱动信号Vgs9为负电平，软启动开关管Q9导通，软启动加速电路300输出电流Iss经过充电电阻Rss和ニ极管Dss流向软启动电容Css，电流Iss的大小可以通过调节充电电阻Rss的阻值的大小进行调整。需要说明的是，本实施例中软启动开关管Q9采用P沟道MOS管实现，Q9的第一端为源极、第二端为漏极、控制端为栅极，本申请并不限制Q9的类型，凡是能够实现所述软启动开关管Q9的功能的开关管均是本申请公开和保护的范围；另外，具体应用时，所述ニ极管Dss和所述充电电阻Rss可以根据需要选择应用。请參见图12,示出了图10所示的电路应用于有源箝位变换器的电路示意图,在图8所示的电路的基础上增设了软启动加速电路300.所述软启动加速电路300包括软启动开关管Q7，充电电阻Rss、第一ニ极管Dss、第二ニ极管D1、第一电容Cl、第一开关管Q8，其中，所述软启动开关管Q7的第一端通过串联连接的所述充电电阻Rss和所述第一ニ极管Dss连接所述软启动电容Css，第二端连接所述第二ニ极管Dl的阴极，第二ニ极管Dl的阳极连接所述阻断开关管Q6的第一端，同时，所述软启动开关管Q7的第二端通过第一电容Cl接地，所述软启动开关管Q7的控制端连接所述阻断开关管Q6的第二端；
所述第一开关管Q8的第二端通过所述充电电阻Rss连接所述软启动开关管Q7的第一端，所述第一开关管Q8的第一端连接接地端，所述第一开关管Q8的控制端连接所述阻断开关管Q6的第一端。第一开关管Q8由控制电路101输出的驱动信号DRV驱动，软启动开关管Q7由经过所述脉冲阻止电路200后的箝位开关管驱动信号DRV2驱动。由于当阻断开关管Q6阻止箝位开关管Q5导通吋，即需要所述软启动电路为软启动电容Css提供充电电流时，所述控制电路101输出的驱动信号DRV为低电平，此低电平不能为软启动电容Css提供充电电流，因此增设了第二ニ极管Dl和第一电容Cl，当控制电路101输出的驱动信号DRV为高电平吋，该高电平信号通过第二ニ极管Dl对第一电容Cl充电，在第一电容Cl上建立一定的电压，这样，当阻断开关管Q6阻止箝位开关管Q5导通吋，所述第一电容Cl上预先建立的电压为软启动电容Css提供充电电流。
又由于在驱动信号DRV为高电平期间，阻断开关管Q6处于导通状态，此时，软启动开关管Q7的栅源极电压差为高电平故软启动开关管Q7导通，但此阶段不需要为软启动电容Css提供充电电流，故增设所述第一开关管Q8，在所述驱动信号DRV为高电平的期间，所述第一开关管Q8的栅源极电压差也为高电平，第一开关管Q8处于导通状态，从而阻止了对软启动电容Css的充电。结合图9可知，只有当第一开关管Q8关断，同时软启动开关管Q7导通吋，即当驱动信号DRV为低电平，同时驱动信号DRV2为高电平时(图9中的t3至t4期间)，软启动电路300输出电流Iss至软启动电容Css，从而加快了有源箝位变换器的软启动过程。t3至t4期间也即脉冲阻止电路200发挥阻止作用的期间，阻止负电平驱动信号传递至箝位开关管Q5。在t2至t3期间，软启动开关管Q7的驱动信号Vgs7为高电平，但此期间，驱动信号DRV也为高电平，因此，软启动开关管Q7和第一开关管Q8均导通，此时，没有电流流向软启动电容Css。需要说明的是，本实施例中的软启动开关管Q7和第一开关管Q8均采用N沟道MOS管实现，Q7和Q8的第一端为源极、第二端为漏极、控制端为栅极，本申请对Q7和Q8的类型并不限制。本申请实施例提供的直流-直流变换器预偏置开机电路，通过脉冲阻止电路检测直流-直流变换器中的开关管中是否存在反向电流，如果存在反向电流，则阻止控制直流-直流变换器中的功能开关管(Buck变换器中的续流开关管或有源箝位变换器中的箝位开关管)导通的驱动信号，从而阻止所述开关管中的反向电流不断増大，避免了直流-直流变换器中的器件因应カ过大而失效的现象发生；利用软启动加速电路检测到所述脉冲阻止电路200阻止所述功能开关管导通时，输出电流为所述软启动电容充电，缩短了软启动电容的充电过程，从而加快了直流-直流变换器的软启动过程，防止了直流-直流变换器的输出电压跌落过大而导致的负载电路不能正常运行的现象发生。相应于上述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，本申请还提供ー种直流-直流变换器的预偏置开机方法，请參见图13，示出了本申请实施例ー种直流-直流变换器的预偏置开机方法的流程示意图。所述方法应用于直流-直流变换器中，主要包括
S101，检测所述直流-直流变换器中的开关管处于关断时，所述开关管中是否存在反向电流，得到第一检测结果；S102，当检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小至零，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管。具体的，当所述直流-直流变换器为Buck变换器吋，所述功能开关管为续流开关管；所述直流-直流变换器为有源箝位变换器时，所述功能开关管为箝位开关管。S103，在检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，为所述软启动电容充电。本实施例提供的直流-直流变换器的预偏置开机方法，检测所述直流-直流变换 器中的开关管处于关断吋，所述开关管中是否存在反向电流，如果存在反向电流，是因为所述直流-直流变换器中的功能开关管(比如Buck变换器中的续流开关管或源箝位变换器中的箝位开关管)导通引起的，此时，阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小至零，从而能够阻止反向电流不断増大，将反向电流有效地限制在较小的程度，避免了直流-直流变换器中的器件因应カ过大而失效的现象发生，延长了直流-直流变换器的使用寿命。而且，如果所述开关管中存在反向电流，则为软启动电容提供充电电流，加快启动过程，防止直流-直流变换器的输出电压跌落过大而导致的负载电路不能正常运行的现象发生。需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将ー个实体或者操作与另ー个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。以上所述仅是本申请的具体实施方式
，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。
权利要求
1.ー种直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在于，包括 与所述直流-直流变换器电连接的脉冲阻止电路，所述脉冲阻止电路用于检测到所述直流-直流变换器中的开关管处于关断，且所述开关管中存在反向电流吋，则阻止所述直流-直流变换器中的功能开关管的导通驱动脉冲传递至所述功能开关管，以阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小到零，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管。
2.根据权利要求I所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，所述直流-直流变换器为Buck变换器，所述Buck变换器主要包括控制电路、开关管、续流开关管和第一电感，其特征在于，所述脉冲阻止电路包括第二电感、阻断开关管，其中 所述第二电感与所述第一电感相耦合，且所述第二电感的同名端连接所述阻断开关管的第一端，且所述第一端连接所述续流开关管的控制端，所述第二电感的另一端连接所述阻断开关管的控制端，所述第二电感用于判断所述开关管中是否存在反向电流； 所述阻断开关管的第二端连接所述控制电路的第一输出端，所述阻断开关管用于所述第二电感检测到所述开关管中存在反向电流时，阻止所述控制电路第一输出端输出的控制所述续流开关管导通的驱动脉冲传递至所述续流开关管。
3.根据权利要求I所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在于，所述直流-直流变换器为有源箝位变换器，所述有源箝位变换器主要包括控制电路、开关管、箝位开关管和变压器，所述变压器包括原边绕组，与所述原边绕组耦合的副边绕组，与所述原边绕组相耦合的辅助绕组，其特征在于，所述脉冲阻止电路包括变压器耦合绕组、阻断开关管，其中 所述变压器耦合绕组与所述原边绕组耦合，且所述变压器耦合绕组的同名端与所述阻断开关管的第一端相连，且所述第一端连接所述控制电路的第二输出端，所述变压器耦合绕组的另一端连接所述阻断开关管的控制端，所述变压器耦合绕组用于检测所述开关管中是否存在反向电流； 所述阻断开关管的第二端连接所述箝位开关管的控制端，所述阻断开关管用于变压器耦合绕组检测到所述开关管中存在反向电流时，阻止所述控制电路第二输出端输出的控制所述箝位开关管导通的驱动脉冲传递至所述箝位开关管。
4.根据权利要求1-3任一项所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，所述直流-直流变换器包括软启动电容，其特征在于，还包括连接在所述脉冲阻止电路与所述软启动电容之间的软启动加速电路，所述软启动加速电路用于检测到所述脉冲阻止电路阻止所述功能开关管导通时，输出电流为所述软启动电容充电。
5.根据权利要求4所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在干，所述直流-直流变换器为Buck变换器，所述软启动加速电路包括软启动开关管，所述软启动开关管的第一端连接所述阻断开关管的第二端，所述软启动开关管的控制端连接所述阻断开关管的第一端，所述软启动开关管的第二端连接所述软启动电容，当所述阻断开关管阻止所述续流开关管导通时，所述软启动开关管导通，为所述软启动电容提供充电电流。
6.根据权利要求5所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在于，所述软启动加速电路还包括依次串接在所述软启动开关管的第二端与所述软启动开关管之间的充电电阻和ニ极管，所述充电电流经过所述充电电阻和所述ニ极管流入所述软启动电容。
7.根据权利要求4所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在干，所述直流-直流变换器为有源箝位变换器，所述软启动加速电路包括软启动开关管、第一开关管、充电电阻、第一ニ极管、第二ニ极管和第一电容，其中 所述软启动开关管的第一端通过依次串联的充电电阻和第一ニ极管连接所述软启动电容，所述软启动开关管的第二端连接所述阻断开关管的第一端，所述软启动开关管的控制端连接所述阻断开关管的第二端； 所述第一开关管的第一端连接接地端，第二端连接所述充电电阻与所述第一ニ极管的公共端，控制端连接所述阻断开关管的第一端； 所述第二ニ极管的阳极连接在所述阻断开关管的第一端，阴极连接所述软启动开关管的第二端； 所述第一电容一端连接所述第二ニ极管的阴极，另一端连接所述接地端 当所述阻断开关管阻止所述箝位开关管导通时，所述软启动开关管导通，所述第一开关管截止，为所述软启动电容提供充电电流。
8.根据权利要求1-3任一项所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在干，所述阻断开关管为N型MOS管，且所述第一端为源极、第二端为漏扱，控制端为栅扱。
9.根据权利要求5或6所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在于，所述软启动开关管为PMOS管，所述第一端为源极、第二端为漏极，所述控制端为栅扱。
10.根据权利要求7所述的直流-直流变换器的预偏置开机电路，其特征在于，所述软启动开关管和所述第一开关管均为NMOS管，所述第一端为源极、第二端为漏极，控制端为栅极。
11.ー种直流-直流变换器的预偏置开机控制方法，其特征在于，包括 检测所述直流-直流变换器中的开关管处于关断吋，所述开关管中是否存在反向电流，得到第一检测结果； 当检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，阻止所述功能开关管导通，直到所述反向电流减小至零，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管。
12.根据权利要求11所述的方法，所述直流-直流变换器包括软启动电容，其特征在于，该方法还包括在检测到所述开关管中存在反向电流的第一检测结果时，为所述软启动电容充电。
全文摘要
本申请公开了一种直流-直流变换器的预偏置开机电路及控制方法，所述电路增设有脉冲阻止电路，通过脉冲阻止电路检测所述开关管中存在反向电流时，阻止所述直流-直流变换器中的功能开关管的导通驱动脉冲信号传递至所述功能开关管，从而阻止所述功能开关管导通，所述功能开关管为所述直流-直流变换器中的续流开关管或箝位开关管，从而阻止了开关管中的反向电流不断增大，将反向电流有效地限制在较小的程度，避免了直流-直流变换器中的器件因应力过大而失效的现象发生，延长了直流-直流变换器的使用寿命。
文档编号H02M3/10GK102624211SQ20121011133
公开日2012年8月1日 申请日期2012年4月16日 优先权日2012年4月16日
发明者杜永生, 陈永胜 申请人:北京新雷能科技股份有限公司, 深圳市雷能混合集成电路有限公司