专利名称：伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关变换器的控制方法及其装置，具体为一种伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法及实现所述自适应续流控制方法的装置ACD。
背景技术：
随着电力电子器件技术和电力电子变流技术的发展，作为电力电子重要领域的开关电源技术成为应用和研究的热点。开关电源技术运用开关变换器进行电能变换，来满足各种用电要求。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、功率密度大等突出优点，广泛应用于计算机、通讯设备、电子检测设备、电池充电器等领域。开关电源主要由开关变换器和控制器两部分构成。开关变换器又称为功率主电路，主要有Buck (降压)、Boost (升压)、Buck-Boost (升降压)、正激、反激、半桥、全桥等多种拓扑结构。传统的开关变换器通常工作在电感电流连续导电模式(CCM)和断续导电模式(DCM)0 CCM开关变换器可以传递更多的能量供给负载，在中、大功率场合得到了广泛应用。但因其采用较大的电感值，具有瞬态性能差、电感体积大、成本高等缺点。DCM开关变换器的电感电流在每个开关周期内有一段时间保持为零，电感储存和传递的平均功率有限，适用于小功率场合。综上所述，CCM和DCM开关变换器均只适用于特定的负载或功率范围。伪连续导电模式(PCCM)开关变换器兼顾了 CCM和DCM开关变换器的优点，适用于宽负载或宽功率范围。控制器用于监测开关变换器的工作状态，并产生控制脉冲信号控制开关管，调节供给负载的能量以稳定输出。开关变换器的控制方法主要有电压型、电流型、脉冲序列等控制方法。近年来，越来越多的应用场合要求其供电电源具有快速的瞬态响应速度，如一些微处理器在待机、休眠、正常运行之间切换时，瞬态电流速率高达130A/ us，这就要求其供电电源具有快速的瞬态响应速度以满足负载的需求。传统的电压型控制实现方式简单，但其动态响应速度较慢，已很难满足负载这一需求。新型的脉冲序列控制方法是用控制器产生高能量控制脉冲或者低能量控制脉冲对开关管进行控制，具有较好的快速响应能力。其不足之处是采用固定的参考电流控制PCCM开关变换器续流开关管的续流时间较长，变换器效率较差，且在大范围的负载或功率变化时，控制系统会失去稳定或不能正常工作。
发明内容
本发明的目的是提供一种PCCM开关变换器自适应续流控制方法，使之同时具有快速的瞬态响应速度和较高的变换器效率，适用于各种拓扑结构的PCCM开关变换器。本发明是这样实现的，提供一种PCCM开关变换器自适应续流控制方法，其特征在于
a、检测伪连续导电模式PCCM开关变换器的电感电流,选择一个米样脉冲信号，对电感电流进行采样/保持，获取电感电流值，并乘以可变系数，得到第一信号；b、检测PCCM开关变换器的输出电流，并乘以另一可变系数，得到第二信号；将第一信号和第二信号同时送入信号运算电路进行合成，其合成结果作为自适应参考电流，将自适应参考电流和电感电流进行比较，以此来控制PCCM开关变换器续流开关管的导通与关断。根据本发明所述的一种伪连续导电模式PCCM开关变换器自适应续流控制方法，其特征在于自适应参考电流由第一信号和第二信号进行信号运算合成。本发明同时提供一种实现上述PCCM开关变换器的控制方法的装置，其特征在于由第一信号调理电路FSC、第二信号调理电路SSC、信号运算电路S0、脉冲信号产生器PG以及驱动电路DR组成；所述的第一信号调理电路FSC与信号运算电路SO和脉冲信号产生器PG连接，第二信号调理电路SSC与信号运算电路SO相连，信号运算电路SO和脉冲信号产生器PG连接，脉冲信号产生器PG与驱动电路DR相连。根据本发明所述的装置A⑶，其特征在于，所述的第一信号调理电路FSC由电流检测电路CS1、采样脉冲产生器SP、采样/保持器SH、可变增 益发生器VGl以及乘法器MUl组成；电流检测电路CSl、采样/保持器SH、乘法器MUl依次相连；采样脉冲产生器SP与采样/保持器SH相连；可变增益发生器VGl与乘法器MUl相连。根据本发明所述的装置ACD，其特征在于，所述的第二信号调理电路SSC由电流检测电路CS2、可变增益发生器VG2以及乘法器MU2组成；电流检测电路CS2与乘法器MU2相连；可变增益发生器VG2与乘法器MU2相连。本发明的优点在于
一、与现有的PCCM开关变换器的控制方法相比，本发明的PCCM开关变换器输出电压纹波小，电感电流纹波小，从而具有很好的稳态性能。二、与现有的PCCM开关变换器的控制方法相比，本发明的PCCM开关变换器在负载发生改变时，输出电流的变化立即改变自适应参考电流的大小，从而动态控制PCCM开关变换器的续流开关管的续流值大小和续流时间长短，在保证PCCM开关变换器稳定性能的同时，提高了 PCCM开关变换器的瞬态性能和效率。三、与现有的PCCM开关变换器的控制方法相比，本发明的PCCM开关变换器在输入电压发生改变时，电感电流立即发生变化，同时改变了自适应参考电流的大小，从而动态控制PCCM开关变换器的续流开关管的续流值大小和续流时间长短，在保证PCCM开关变换器稳定性能的同时，提高了 PCCM开关变换器的瞬态性能和效率。四、控制器直接用电感电流与自适应参考电流相比较，无需补偿网络，简化了控制环路的设计，控制简单，增强了系统稳定性和动态响应能力。
图I为本发明实施例一方法的信号流程图。图2为本发明实施例一的第一信号调理电路的信号流程图。图3为本发明实施例一的第二信号调理电路的信号流程图。图4为本发明实施例一的电路结构框图。图5为本发明实施例一中，电感电流、电感电流谷值及采样脉冲信号之间的关系示意图。
图6a为本发明实施例一在稳态条件下某一时段变换器TD电感电流的时域仿真波形图。
图6b为与图6a同一时段变换器TD输出电压的时域仿真波形图。图7a为实施例一在负载变化(负载在30ms时刻由I. 8A跃变至3. 6A)时变换器TD输出电压的仿真波形图。图7b为采用现有的脉冲序列控制变换器TD的续流开关管S2，在同样的负载变化时输出电压的仿真波形图。图8a为实施例一在负载变化(负载在30ms时刻由I. 8A跃变至3. 6A)时变换器TD电感电流的仿真波形图。图Sb为采用现有的脉冲序列控制变换器TD的续流开关管S2，在同样的负载变化时电感电流的仿真波形图。图9为本发明实施例二的电路结构框图。图10为本发明实施例二中，电感电流、电感电流峰值及采样脉冲信号之间的关系示意图。图11为本发明实施例三的电路结构框图。图中101、第一信号调理电路FSC，102、第二信号调理电路SSC，103、信号运算电路S0，104、脉冲信号产生器PG，105、驱动电路DR，201、电流检测电路CSl，202、采样脉冲产生器SP’ 203、采样/保持器SH，204、可变增益发生器VG1，205、乘法器MU1，301、电流检测电路CS2，302、可变增益发生器VG2，303、乘法器MU2。
具体实施例方式下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细的说明。本发明涉及到的PCCM开关变换器续流开关管S2的控制方法及其装置ACD，可以与PCCM开关变换器主开关管S1的任何控制方法及其装置PCD相结合。图示中所显示的特殊实施例仅仅是作为范例用且将在下文详细说明之，不应作为限定。实施例一
如图I示出，图I为本发明实施例一方法的信号流程图，具体为一种PCCM开关变换器TD自适应续流控制方法及其装置A⑶，其A⑶装置主要由第一信号调理电路FSClOl、第二信号调理电路SSC102、信号运算电路S0103、脉冲信号产生器PG104以及驱动电路DR105组成。第一信号调理电路FSClOl用于获取电感电流信息，第二信号调理电路SSC102用于获取输出电流信息，将电感电流信息和输出电流信息同时送入信号运算电路S0103进行合成，得到自适应参考电流。在脉冲信号产生器PG104中将自适应参考电流和电感电流进行比较，根据比较结果产生相应的控制脉冲信号，经由驱动电路DR105控制PCCM开关变换器TD的续流开关管的导通与关断。如图2示出，本例的第一信号调理电路FSC由电流检测电路CS 1201、采样脉冲产生器SP202、采样/保持器SH203、可变增益发生器VG1204以及乘法器MU1205组成。电流检测电路CS1201、采样/保持器SH203、乘法器MU1205依次相连；采样脉冲产生器SP202与采样/保持器SH203相连；可变增益发生器VG1204与乘法器MU1205相连。如图3示出，本例的第二信号调理电路SSC由电流检测电路CS2301、可变增益发生器VG2302以及乘法器MU2303组成。电流检测电路CS2301与乘法器MU2303相连；可变增益发生器VG2302与乘法器MU2303相连。本例采用图4的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。如图4所示，本例的PCCM开关变换器的控制方法的装置，由变换器 TD、主开关管S1的控制装置PCD以及续流开关管S2的控制装置A⑶组成。控制装置A⑶包括第一信号调理电路FSC101、第二信号调理电路SSC102、信号运算电路S0103、脉冲信号产生器PG104以及驱动电路DR105。第一信号调理电路FSClOl、信号运算电路S0103、脉冲信号产生器PG104、驱动电路DR105依次相连；第一信号调理电路FSClOl与脉冲信号产生器PG104相连；第二信号调理电路SSC102与信号运算电路S0103相连。本例的装置其工作过程和原理是
控制装置PCD采用脉冲序列控制的工作过程和原理是如图4所示，任一开关周期开始时刻，PCD检测变换器TD的输出电压V0，并与基准电压Vref进行比较，其结果用于选择该开关周期内的有效控制脉冲，从而实现对主开关管S1的控制。其控制脉冲的有效选择办法是若VO小于Vref，则选择占空比为DH的高能量脉冲控制主开关管S1 ;反之，则选择占空比为DL的低能量脉冲控制主开关管S:。控制装置A⑶采用自适应续流控制的工作过程和原理是第一信号调理电路FSClOl获取电感电流信息，第二信号调理电路SSC102获取输出电流信息，将电感电流信息和输出电流信息同时送入信号运算电路S0103进行加法运算合成，得到自适应参考电流。在脉冲信号产生器PG104中将自适应参考电流和电感电流进行比较，根据比较结果产生相应的控制脉冲信号，经由驱动电路DR105，控制变换器TD续流开关管S2的导通与关断。本例中，其第一信号调理电路FSClOl的工作过程为电流检测电路CS1201从变换器TD中获取电感电流Iy采样脉冲产生器SP202产生一个采样脉冲信号CLK ;将电感电流込和采样脉冲信号CLK送入采样/保持器SH203，获取电感电流的谷值I『其中电感电流込、采样脉冲信号CLK和电感电流谷值Iw的关系示意图如图5所示；可变增益发生器VG1204产生增益系数K1,并与电感电流谷值Iw —起送入乘法器MU1205，得到第一信号K1Iw,作为信号运算电路S0103的一个输入。本例中，其第二信号调理电路SSC102的工作过程为电流检测电路CS2301从变换器TD中获取输出电流I0 ;可变增益发生器VG2302产生增益系数K2,并与输出电流I0 一起送入乘法器MU2303，得到第二信号K2I。，作为信号运算电路S0103的另一个输入。本例中，自适应参考电流Ide的合成方法为信号运算电路S0103对第一信号K1Iw和第二信号K2I。进行加法运算合成，得到Idc=K1I^K2Itjt5电流检测电路CS1201从变换器TD中获取电感电流Ip采样脉冲产生器SP202产生一个采样脉冲信号CLK2 ;将电感电流k和采样脉冲信号CLK2送入采样/保持器SH203，获取电感电流除谷值外的任意值I2，可变增益发生器VG1204产生增益系数K3,并与电感电流除谷值外的任意值I2 —起送入乘法器MU1205，得到第一信号K3I2，作为信号运算电路S0103的一个输入。此时其第二信号调理电路SSC102的工作过程为电流检测电路CS2301从变换器TD中获取输出电流I0 ;可变增益发生器VG2302产生增益系数K4,并与输出电流I0 一起送入乘法器MU2303，得到第二信号K4I。，作为信号运算电路S0103的另一个输入。
此时，自适应参考电流Id。的合成方法为信号运算电路S0103对第一信号K3I2和第二信号K4I。进行运算合成，得到Idc=K3I2+K4I。。本例中，续流开关管S2的控制脉冲Ps2在脉冲信号产生器PG中产生，具体产生方式为在每个开关周期开始时，主开关管S1导通、二极管关断，电感电流k开始上升，控制脉冲Ps2为低电平；主开关管S1导通固定时间DHT或DLT后关断，同时二极管导通，电感电流IL随即开始下降。当L下降至自适应参考电流Ide时，脉冲信号产生器PG使控制脉冲Ps2由低电平变为高电平，续流开关管S2导通、二极管关断，电感电流通过续流开关管S2续流，直至当前开关周期结束。本例的变换器TD为PCCM Buck变换器。用PSIM软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。
图6a和图6b分别为仿真得到的电感电流込和输出电压V。波形。图6仿真条件如下输入电压Vin=50V、输出电压参考值Vref=18V、电感L=800uH、电容C=2000uF (其等效串联电阻为IOmQ )、负载阻值R=IO Q、开关周期T=50 u s ;在变换器TD续流开关管S2的控制装置ACD中，采样脉冲产生器SP202和采样/保持器SH203获取电感电流的谷值，可变增益发生器VG1204的增益系数Kl=O. 5，可变增益发生器VG2205的增益系数K2=0. 5，信号运算电路S0103使用加法运算；在变换器TD主开关管S1的控制装置P⑶中，采用脉冲序列控制，其中高能量脉冲的占空比DH=O. 48、低能量脉冲的占空比DL=O. 18。从图6可以看出，3个开关周期组成一个循环周期，其组合形式为1高2低。在含高能量脉冲的I个开关周期内，续流开关管的导通时间较小；在含低能量脉冲的2个开关周期内，续流开关管的导通时间较长，但不相等。图7a为实施例一在负载变化(负载在30ms时刻由I. 8A跃变至3. 6A)时变换器输出电压的仿真波形图。图7b为采用现有的脉冲序列控制变换器的续流开关管S2。图7仿真条件与图6相同。在同样的负载变化时输出电压的仿真波形图。由图7可见，在装置PCD中采用相同的控制方法时，续流开关管S2采用脉冲序列控制的PCCM开关变换器在扰动出现后，经过约I. 4ms后才能进入新的稳态，输出电压峰峰值波动237mV ;而同样的条件下，采用本发明方法对续流开关管S2进行控制时，PCCM开关变换器可迅速进入新的稳态，调整时间为0. 6ms,输出电压峰峰值波动207mV。故本发明方法控制的PCCM开关变换器的瞬态响应速度更快。图8a为实施例一在负载变化(负载在30ms时刻由I. 8A跃变至3. 6A)时变换器电感电流的仿真波形图。图8仿真条件与图7相同。图8b为采用现有的脉冲序列控制变换器的续流开关管S2，在同样的负载变化时电感电流的仿真波形图。由图8可见，在装置PCD中采用相同的控制方法时，续流开关管S2采用脉冲序列控制的PCCM开关变换器在扰动出现后，调节过程中电感电流的峰值高达6A,重新进入稳态后电感电流续流值均大于4A,且续流时间固定；而同样的条件下，采用本发明方法对续流开关管S2进行控制时，调节过程中电感电流的峰值最高约为5. 5A，重新进入稳态后电感电流续流值基本上在4A以下，且续流时间动态变化。由于电感电流续流值越大，续流时间越长，将导致越多的损耗，故本发明方法控制的PCCM开关变换器的效率更高。实施例二
如图9、图10所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是本例控制的变换器TD为PCCM Boost变换器，如图9所示；本例采样脉冲产生器SP202和采样/保持器SH203获取的是电感电流峰值，如图10所示。实施例三
如图11所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是本例控制的变换器TD为PCCMBuck-Boost变换器,如图11所示。本发明方法可方便地用模拟器件或数字器件实现；除可用于以上实施例 中的PCCM开关变换器外，也可用于PCCM正激变换器、PCCM反激变换器、PCCM半桥变换器、PCCM全桥变换器等多种电路拓扑。
权利要求
1.一种伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法，其特征在于 a、检测伪连续导电模式PCCM开关变换器的电感电流,选择一个米样脉冲信号，对电感电流进行采样/保持，获取电感电流值，并乘以可变系数，得到第一信号； b、检测PCCM开关变换器的输出电流，并乘以另一可变系数，得到第二信号；将第一信号和第二信号同时送入信号运算电路进行合成，其合成结果作为自适应参考电流，将自适应参考电流和电感电流进行比较，以此来控制PCCM开关变换器续流开关管的导通与关断。
2.根据权利要求I所述的一种PCCM开关变换器自适应续流控制方法，其特征在于自适应参考电流由第一信号和第二信号进行信号运算合成。
3.一种实现权利要求I所述伪连续导电模式开关变换器自适应续流控制方法的装置A⑶，其特征在于由第一信号调理电路FSC (101)、第二信号调理电路SSC (102)、信号运算电路SO (103)、脉冲信号产生器PG (104)以及驱动电路DR (105)组成；所述的第一信号调理电路FSC (101)与信号运算电路SO (103)和脉冲信号产生器PG (104)连接，第二信号调理电路SSC (102)与信号运算电路SO (103)相连，信号运算电路SO (103)和脉冲信号产生器PG (104)连接，脉冲信号产生器PG (104)与驱动电路DR (105)相连。
4.根据权利要求3所述的装置A⑶，其特征在于，所述的第一信号调理电路FSC(101)由电流检测电路CSl (201)、采样脉冲产生器SP (202)、采样/保持器SH (203)、可变增益发生器VGl (204)以及乘法器MUl (205)组成；电流检测电路CSl (201)、采样/保持器SH(203)、乘法器MUl (205)依次相连；采样脉冲产生器SP (202)与采样/保持器SH (203)相连；可变增益发生器VGl (204)与乘法器MUl (205)相连。
5.根据权利要求3所述的装置A⑶，其特征在于，所述的第二信号调理电路SSC(102)由电流检测电路CS2 (301)、可变增益发生器VG2 (302)以及乘法器MU2 (303)组成；电流检测电路CS2 (301)与乘法器MU2 (303)相连；可变增益发生器VG2 (302)与乘法器MU2(303)相连。
全文摘要
本发明公开了一种伪连续导电模式(PCCM)开关变换器自适应续流控制方法及其装置ACD，采用PCCM开关变换器的电感电流信息和输出电流信息经过运算后合成自适应参考电流，将自适应参考电流和电感电流进行比较，以此来控制PCCM开关变换器续流开关管的导通与关断。该发明可用于控制各种拓扑结构的PCCM开关变换器续流开关管，且可以与PCCM开关变换器主开关管的任何控制方法及其装置相结合,其优点是无需补偿网络，控制简单，瞬态响应速度快，效率高。
文档编号H02M3/155GK102624206SQ201210115359
公开日2012年8月1日 申请日期2012年4月19日 优先权日2012年4月19日
发明者周国华, 张婓, 王金平, 许建平 申请人:西南交通大学