无刷电机的驱动装置的制作方法

专利名称：无刷电机的驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及无刷电机的驱动装置，详细地说，涉及以无传感器方式进行三相无刷 电机的通电模式的切换判定的驱动装置。
背景技术：
在日本特开2009-189176号公报中公开了在三相同步电动机中，检测通过脉冲电 压而被感应的非通电相的感应电压(脉冲感应电压)，比较该感应电压和基准电压的电平， 并根据该电平比较的结果而依次切换通电模式的同步电动机的驱动系统。
另外，非通电相的脉冲感应电压是在将脉冲状的电压施加到两相的期间检测，但 在刚开始施加电压之后脉冲感应电压会振荡，因此如果脉冲电压的占空比小(电压施加时 间短)，则有可能在所述振荡期间内对脉冲感应电压进行采样，从而导致错误检测脉冲感应 电压，并且错误判定通电模式的切换定时。
此外，非通电相的脉冲感应电压，其大小根据脉冲电压的占空比而变化，如果占空 比小，则会成为低于基准电压的电压，有可能无法判定通电模式的切换定时。发明内容
—种无刷电机的驱动装置,基于脉冲感应电压来切换对三相的无刷电机中的两相 施加与PWM (脉宽调制)信号相应的脉冲电压的通电模式，其中，该脉冲感应电压是在非通 电相上被感应，在与所述PWM信号的周期相应的规定的检测定时检测所述脉冲感应电压， 并且限制所述规定定时中的所述PWM信号的占空比即检测时占空比的下限值。
参照附图并根据以下说明可理解本发明的其他目的以及特征。


图1是表示第I实施方式中的汽车AT (自动变速)用油压泵系统的结构的方框图。
图2是表示第I实施方式中的电机控制装置以及无刷电机的结构的电路图。
图3是表示第I实施方式中的无刷电机的通电模型的时序图。
图4是表示第I实施方式中的无刷电机的驱动控制的主程序的流程图。
图5是表示第I实施方式中的无刷电机的驱动控制的细节的流程图。
图6是表示第I实施方式中的目标电机转速的设定特性的图表。
图7是表示第I实施方式中的非通电相的电压检测期间的时序图。
图8是表示第I实施方式中的非通电相的电压检测定时的时序图。
图9是表示第I实施方式中的非通电相的电压检测定时为N=2时的目标占空和电 机施加占空的关系的图表。
图10是表示第I实施方式中的通电模式的切换控制的细节的流程图。
图11是用于说明第I实施方式中的检测临界值的设定特性的时序图。
图12是用于说明第I实施方式中的检测临界值的设定特性的时序图。
图13是表示第I实施方式中的非通电相的脉冲感应电压和占空比的相关的图表。
图14是表示第I实施方式中的电机温度导致的脉冲感应电压的变化的图表。
图15是表示第I实施方式中的电机电源电压导致的脉冲感应电压的变化的图表。
图16是表示第I实施方式中的不进行脉冲移位时的PWM信号生成的时序图。
图17是表示第I实施方式中的进行了脉冲移位时的PWM信号生成的时序图。
图18是表示第2实施方式中的无刷电机的驱动控制的细节的流程图。
具体实施方式
以下说明用于实施本发明的实施方式。
[第I实施方式]
图1是表示汽车AT用油压泵系统的结构的方框图。
在图1所示的汽车AT用油压泵系统中，作为对变速机7和致动器(actuator)8供 油的油泵，包括通过图外的引擎(内燃机)的输出而被驱动的机械式油泵6、以及通过电机被 驱动的电动油泵I。
此外，作为引擎的控制系统，具备在自动停止条件成立时停止引擎，在自动起动条 件成立时重新起动引擎的怠速停止控制功能，在通过怠速停止导致引擎停止的期间，机械 式油泵6也停止其动作，因此在怠速停止中，启动电动油泵I进行对于变速机7和致动器8 的供油，抑制油压的下降。
电动油泵I通过联机的无刷电机(三相同步电动机)2被驱动。无刷电机2通过电 机控制装置(MCU) 3，基于来自AT控制装置(AT⑶)4的指令而被控制。
电机控制装置(驱动装置)3驱动控制无刷电机2而驱动电动油泵1，电动油泵I将 油盘10的油经由油管5提供给变速机7和致动器8。
在引擎运行中，通过引擎驱动的机械式油泵6经由油管9对变速机7和致动器8 供应油盘10的油，这时，无刷电机2为关闭(off)状态(停止状态)，通过止回阀11切断油 向电动油泵I的流动。
如果怠速停止导致引擎停止，则引擎转速下降，机械式油泵6的转速下降而导致 油管9内的油压下降，因此与引擎的怠速停止同步地，AT控制装置4将电机启动的指令发 送到电机控制装置3。
收到启动指令的电机控制装直3启动无刷电机2从而使电动油栗I旋转，开始通 过电动油泵I来抽吸油。
然后，如果在机械式油泵6的输出压力下降的同时，电动油泵I的输出压力超过设 定压力，则将止回阀11开阀，油通过油管5、电动油泵1、止回阀11、变速机7/致动器8、油 盘10的路径而循环。
另外，在本实施方式中，无刷电机2驱动油压泵系统的电动油泵1，但除此之外，也 可以是驱动在混合动力汽车等中用于引擎的冷却水的循环的电动水泵的无刷电机等，并非 要将无刷电机2驱动的对象设备限定为油泵。
图2表示电机控制装置3以及无刷电机2的细节。
电机控制装置3包括电机驱动电路212以及具有微机的控制器213，控制器213在 与AT控制装置4之间进行通信。
无刷电机2是三相DC (直流电)无刷电机(三相同步电动机)，在省略图示的圆筒状的定子中具备U相、V相以及W相的三相线圈215u、215v、215w，在该定子的中央部分形成的空间中可旋转地具备永磁铁转子(rotor) 216。
电机驱动电路212具有将包含反并联的二极管218a 218f构成的开关元件 217a 217f以三相桥方式连接的电路、以及电源电路219，开关元件217a 217f例如由FET 构成。
开关元件217a 217f的控制端子(栅极端子)与控制器213连接，开关元件 217a^217f的导通/截止通过控制器213进行的PWM动作而被控制。
控制器213是运算无刷电机2的施加电压(输入电压)，基于该施加电压而生成PWM 信号，并且按照规定的切换定时依次切换在三相中要施加脉冲电压的两相的选择模型(通电模式)的电路。然后，控制器213基于PWM信号以及通电模式来决定电机驱动电路212的各开关元件217a 217f以怎样的动作进行转换(switching)，并根据该决定将6个栅极信号输出到电机驱动电路212。
控制器213如下检测所述规定的切换定时。
S卩，通过对两相施加脉冲电压，无刷电机2的三相端子电压Vu、Vv、Vw中非通电相上感应的电压(脉冲感应电压)，根据磁电路的饱和状态随着转子的位置(磁极位置)而变化的情况而变化。通过比较该脉冲感应电压的检测值和根据通电模式而不同的规定的阈值， 从而估计转子的位置，检测通电模式的切换定时。
另外，非通电相的端子电压严格地说是地GND-端子间电压，但在本实施方式中， 另外检测中性点的电压，并求该中性点的电压和GND-端子间电压之差，从而设为端子电压 Vu、Vv、Vw0·
图3表示各通电模式中的对各相的电压施加状态。
通电模式由在每个电气角60deg依次切换的6种通电模式(I广(6)组成，在各通电模式(I) (6)中，对于从三相选择的两相施加脉冲电压(脉冲状的电压)。
在本实施方式中，将U相的线圈的角度位置设为转子(磁极)的基准位置(角度 Odeg)，将进行从通电模式(3)到通电模式(4)的切换的转子的角度位置(磁极位置)设为 30deg，将进行从通电模式(4)到通电模式(5)的切换的转子的角度位置设为90deg，将进行从通电模式(5)到通电模式(6)的切换的转子的角度位置设为150deg，将进行从通电模式(6)到通电模式(I)的切换的转子的角度位置设为210deg，将进行从通电模式(I)到通电模式(2)的切换的转子的角度位置设为270deg，将进行从通电模式(2)到通电模式(3)的切换的转子的角度位置设为330deg。
通电模式(I)中，将开关元件217a以及开关元件217d进行导通控制，并将其余开关元件都截止，从而对U相施加电压V，对V相施加电压-V，电流从U相流向V相。
通电模式(2)中，将开关元件217a以及开关元件217f进行导通控制，并将其余开关元件都截止，从而对U相施加电压V，对W相施加电压-V，电流从U相流向W相。
通电模式(3)中，将开关元件217c以及开关元件217f进行导通控制，并将其余开关元件都截止，从而对V相施加电压V，对W相施加电压-V，电流从V相流向W相。
通电模式(4)中，将开关元件217b以及开关元件217c进行导通控制，并将其余开关元件都截止，从而对V相施加电压V，对U相施加电压-V，电流从V相流向U相。
通电模式(5)中，将开关元件217b以及开关元件217e进行导通控制，并将其余开 关元件都截止，从而对W相施加电压V，对U相施加电压-V，电流从W相流向U相。
通电模式(6)中，将开关元件217e以及开关元件217d进行导通控制，并将其余开 关元件都截止，从而对W相施加电压V，对V相施加电压-V，电流从W相流向V相。
另外，在上述通电控制时，例如在通电模式(I)中，将开关元件217a以及开关元件 217d进行导通控制，并将其余开关元件都截止，从而对U相施加电压V，对V相施加电压-V， 电流从U相流向V相，但也能通过如下的互补控制方式进行在各个通电模式(I广(6 )下的 通电控制采用与驱动下级的开关元件217d的PWM信号相反相位的PWM信号来驱动上级的 开关元件217c，当下级的开关元件217d导通时，使上级的开关元件217c截止，当下级的开 关元件217d截止时,使上级的开关元件217c导通。
如上所述，通过将6个通电模式(I) (6)按每个电气角60deg进行切换，从而在 每180deg中有120deg期间对各开关元件217a 217f进行通电，因此如图3所示那样的通 电方式被称为120度通电方式。
图4表示在电机控制装置3中按规定时间重复进行的无刷电机2的驱动控制的概 略。
另外，为了判定切换定时而检测的非通电相的脉冲感应电压会根据无刷电机2的 制造偏差、电压检测电路的检测偏差等而变动，因此如果对该感应电压的偏差使用固定值 作为阈值，则会错误地判定通电模式的切换定时。
因此，通过检测在相当于通电模式的切换定时的磁极位置中的脉冲感应电压，从 而进行用于将阈值靠近在实际的切换定时产生的感应电压的校正，进行用于将预先存储在 控制器213的阈值改写成校正结果的学习处理。
在步骤S301中，判断在通电模式的切换定时判定中使用的阈值的学习条件是否 成立。
具体地说，将电源刚接通后或者电动油泵I刚停止后等没有发生无刷电机2的驱 动请求的情况设为阈值的学习条件。
如果学习条件成立，则进至步骤S302，实施阈值的学习。
以下，表示阈值的学习处理的一例。
例如，当学习在从通电模式(4)到通电模式(5)的切换判定中使用的阈值V4-5的 情况下，首先，将转子定位在与通电模式(3 )对应的角度。
如果将与通电模式(3 )对应的施加电压、即Vu=O、Vv=Vin、Vw=-Vin施加到各相,则 永磁铁转子216被U相、V相以及W相的合成磁束所吸引而产生转矩，永磁铁转子216的N 极旋转至角度90deg为止。
然后，等待经过从施加与通电模式(3)对应的电压开始直到转子216旋转至角度 90deg所需的时间，估计为到角度90deg的定位已完成。
另外，进行了与通电模式(3)对应的相通电时转子216被吸引的角度90deg是进 行从通电模式(4)到通电模式(5)的切换的角度位置。
如果转子216向角度90deg的定位已完成,贝U接着,从对应于通电模式(3)的电压 施加模型切换到对应于通电模式(4)的电压施加模型、即Vu=-Viru Vv=Vin、Vw=O。
然后，检测刚从对应于通电模式(3)的施加电压切换到对应于通电模式(4)的施加电压之后的、通电模式(4)中的非通电相即W相的端子电压Vw，并基于该端子电压Vw而 更新并存储在从通电模式(4)到通电模式(5)的切换判定中使用的阈值V4-5。
即，如前所述，从通电模式(4)到通电模式(5)的切换被设定为在角度90deg进行， 是否成为角度90deg换言之是否成为从通电模式(4)到通电模式(5)的切换定时，基于通电 模式(4)中的非通电相即W相的端子电压Vw进行判断。
这里，通过持续与通电模式(3)对应的施加电压，能够定位到进行从通电模式(4) 到通电模式(5)的切换的角度位置(90deg)，如果在该状态下从通电模式(3)切换到通电模 式(4)，则刚切换到通电模式(4)后的W相的端子电压Vw表示角度位置90deg中的非通电 相的端子电压V。
因此，基于从持续与通电模式(3)对应的施加电压的状态刚切换到通电模式(4) 后的W相的端子电压Vw，更新在从通电模式(4)到通电模式(5)的切换判定中使用的阈值 V4-5并将其存储。然后，在通电模式(4)的非通电相即W相的端子电压Vw穿过阈值V4-5 时(W相的端子电压Vw=阈值V4-5时)，执行从通电模式(4)到通电模式(5)的切换。
在其他的通电模式的切换中使用的阈值也同样地，能够进行更新学习。
另外，在阈值的更新处理中，可以将进行通电模式的切换的角度位置上的非通电 相的端子电压V直接作为阈值来存储，此外，也可以将上一次为止的阈值和本次求得的非 通电相的端子电压V的加权平均值作为新的阈值来存储，进而，也可以将过去经过多次求 得的非通电相的端子电压V的移动平均值作为新的电压阈值来存储。
此外，也可以在本次求得的非通电相的端子电压V为预先存储的正常范围内的值 时，基于本次求得的非通电相的端子电压V更新阈值，当脱离所述正常范围时，禁止基于本 次求得的非通电相的端子电压V更新阈值，仍然将阈值保持为上一次的值。
此外，存储设计值作为阈值的初始值，在一次也没有经历阈值的学习的未学习状 态下，使用初始值(设计值)作为阈值来判断通电模式的切换定时。
此外，能够在非通电相的电压相对于基准电压偏向负数侧的(I) -(2),(3)— (4 )、( 5 ) — (6 )的模式切换中设定公共的阈值，在非通电相的电压相对于基准电压偏向正数 侧的(2) —(3)、(4) —(5)、(6) — (I)的模式切换中设定公共的阈值。
进而，例如，能够将如前述那样学习的阈值V4-5在(2) —(3)、(4) —(5)、(6)—(I)的模式切换中作为公共的阈值来使用，在(I) — (2)、(3) — (4)、(5) — (6)的模式切换 中，将其绝对值与阈值V4-5相同的阈值作为公共的阈值来使用。
但是，阈值的学习方法不限于上述的方法，能够适当采用公知的各种学习处理。
如上所述那样，在步骤S302中学习了在模式切换定时的判定中使用的阈值的情 况下、以及在步骤S301中判断为学习条件不成立的情况下，进至步骤S303。
在步骤S303中，判断是否产生了电动油泵I (无刷电机2)的驱动请求。在本实施 方式的情况下，怠速停止请求的产生表示电动油泵I的驱动请求的产生。
这里，如果产生电动油泵I的驱动请求，则进至步骤S304，将这时的通电模式下的 非通电相的电压与阈值进行比较，从而判定到下一个通电模式的切换定时，通过依次切换 通电模式，从而实施驱动无刷电机2的无传感器的电机驱动控制。
另外，无刷电机2的驱动例如是通过施加与通电模式(3)相应的电压而定位到 90deg的位置之后，切换到通电模式(5)，从而使无刷电机2开始旋转，当通电模式(5)中的非通电相即V相的电压穿过在从通电模式(5)到通电模式(6)的切换判定中使用的阈值时， 判断为成为进行从通电模式(5)到通电模式(6)的切换的角度位置即150deg，并且进行到 通电模式(6)的切换。然后，比较非通电相的电压和阈值，从而依次切换通电模式。
另一方面，在没有产生电动油泵I的驱动请求时,绕回步骤S304而结束本处理。
下面，基于图5的流程图说明所述步骤S304中的电机驱动控制的细节。
在步骤S341中，运算无刷电机2的目标转速(操作量)。
在用于旋转驱动本实施方式的电动油泵I的无刷电机2中，例如图6所示那样，油 温度(ATF (自动传输流体)油温)越高，则将目标转速设定为越高的转速。
当无刷电机2驱动的是在引擎中循环冷却水的水泵的情况下，冷却水温度越高， 则能够将目标转速设定为越高的转速。
在步骤S342中，基于在步骤S341中运算的目标转速和实际的电机转速，运算施加 电压(输入电压)的指令值。
例如，通过基于目标转速和实际的转速的偏差的比例积分控制(PI控制)，按照下 式决定施加电压(输入电压)的指令值。
施加电压=转速偏差*比例增益+转速偏差积分值*积分增益
转速偏差=目标转速-实际的转速
但是，施加电压的指令值的决定方法不限于基于目标转速的方法，例如，基于电动 油泵I的目标输出压力和实际输出压力的偏差而决定施加电压的指令值的方法、基于请求 转矩而决定施加电压的指令值的方法等，能够适当采用公知的决定方法。此外，用于使实际 值接近目标值的施加电压的运算处理不限于比例积分控制，能够适当采用比例积分微分控 制(PID控制)等公知的运算处理方法。
在步骤S343中，基于在步骤S342中决定的施加电压(输入电压)，决定电机施加占 空(占空比)的目标值Dt。具体地说，根据下式算出目标占空(％)。
目标占空Dt=施加电压/电源电压*100
在步骤S344中，在对相通电进行PWM控制时，决定能够检测出非通电相的电压的 电机施加占空(占空比)的下限即检测临界值Dlim (规定值)。关于检测临界值Dlim的决定 方法在后面详细说明。
在步骤S345中，比较在步骤S343中算出的目标占空Dt和在步骤S344中决定的 检测临界值Dlim的大小。当目标占空Dt为检测临界值Dlim以上时，进至步骤S346。
在步骤S346中，将目标占空Dt原样决定为最终的电机施加占空，并进至步骤 S347。
在步骤S347中，检测这时的通电模式中的非通电相的电压。具体地说，通电模式(I)时检测W相的电压，通电模式(2)时检测V相的电压，通电模式(3)时检测U相的电压， 通电模式(4)时检测W相的电压，通电模式(5)时检测V相的电压，通电模式(6)时检测U 相的电压。
这里，以通电模式(3)为例，参照图7说明非通电相的端子电压的检测期间。在通 电模式(3 )中，对V相施加电压V，通过脉宽调制动作对W相施加相当于施加电压的电压-V， 电流从V相流向W相，因此电压检测相为U相，在W相下级的开关元件217f的导通期间检 测该U相的端子电压。
此外，在通电模式刚切换后，产生换向电流，如果使用在该换向电流的产生区间检测的电压，则会错误地判断通电模式的切换定时。因此，关于通电模式刚切换后的电压检测值，在从第一次开始经过设定次为止不在切换定时的判断中使用。所述设定次能够根据电机转速以及电机电流(电机负载)而可变地设定，电机转速越高且电机电流越高，则将所述设定次设定为越大的值。
在步骤S348中，基于步骤S347中检测的非通电相的端子电压，进行通电模式的切换控制。
另一方面，在步骤S345中，当目标占空Dt小于检测临界值Dlim时，进至步骤 S349。这样，进行与目标占空Dt成为检测临界值Dlim以上的情况不同的处理是因为，如后述那样，在以低于检测临界值Dlim的电机施加占空进行了控制的情况下，在无传感器控制中可能会错误地判断通电模式的切换定时，并且失步。因此，为了在抑制无刷电机2的失步的同时尽可能满足基于转速偏差的施加电压的请求，执行以下的S349 S351的处理步骤。
在步骤S349中，设定用于根据PWM信号的周期来检测非通电相的端子电压的检测定时。例如，如图8所示,基于实际的电机转速、目标转速、PWM载波频率等各种参数，设定在PWM载波N周期中检测一次时的N的值(I以上的整数)。
然后，在步骤S350中，基于在步骤S349中设定的N，将PWM载波N周期中的、在步骤S347中检测非通电相的端子电压时的PWM信号的占空比即检测时占空Dl决定为检测临界值Dlim。换言之，将检测时占空Dl的下限值限制为检测临界值Dlim。
此外，在步骤S351中，在连续的检测定时期间，按照下式设定不检测非通电相的端子电压时的有关(N-1)次的PWM信号的占空比即非检测时占空D2 DN O)。
DN=(目标占空Dt*N_检测临界值Dlim) / (N-1)(其中，N彡2)
S卩，设定非检测时占空D2 DN，使得在PWM载波N周期中能够确保一次被限制为检测临界值Dlim的检测时占空Dl的基础上，PWM载波的N周期的平均占空Dav成为目标占空Dt。根据下式算出平均占空Dav。
Dav= (D1+D2+. . . +DN) /N
另外，当N=I时，不进行非检测时占空D2 DN的设定。此外，当N的值较大且能够近似为N/ (N-1 ) =1时，为了减轻控制器213的运算负荷，可以将D2 DN的值分别设为目标占空Dt。
通过如此决定检测时占空Dl以及非检测时占空D2 DN，在抑制无刷电机2的失步的同时能够满足基于转速偏差的施加电压的请求的电机施加占空的最小值Dmin实际上表示为平均占空Dav的最小值。因此，最小值Dmin从检测临界值Dlim减小至平均占空Dav 的最小值Dlim/N，因此能够将电动油泵I的工作区域扩大至低转速领域。
例如，关于检测非通电相的端子电压的检测定时，当设为N=2时，如图9所示，当目标占空Dt小于检测临界值Dlim时，作为Dl=Dlinu D2=Dt*2_Dlim决定检测时占空Dl以及非检测时占空D2。从而，平均占空Dav的最小值成为Dlim/2，最小值Dmin相对于检测临界值Dlim实质上减半。
这里，在步骤S349中，为了抑制通电模式的切换定时的判定延迟导致的失步，N的值被设定为随着无刷电机2的实际的转速或者目标转速上升而逐渐地或者阶段性地减小即检测定时的间隔缩短。但是，根据PWM载波频率会让控制器213的运算负荷提高，因此在对通电模式的切换定时的判定延迟导致的失步抑制和控制器213的运算负荷进行比较考 虑后设定N的最小值。
关于前述的N的值的设定，换言之，为了进一步减小平均占空Dav的最小值 (=Dlim/N),N的值被设定为随着无刷电机2的实际的转速或者目标转速下降而逐渐地或者 阶段性地增大。由于通电模式的切换间隔会随着实际的转速或者目标转速下降而变长，因 此能够增大N的值。但是，N的最大值根据无刷电机2的动作保证最低转速以及转子磁铁 极对数、控制器213的PWM载波频率等被限制，使得能够判定通电模式的切换定时。
在前述的N的值的设定中，例如，当无刷电机2的实际的转速或者目标转速为规定 转速以上时设定为N=l、即设为在PWM载波的每个周期检测端子电压的检测定时。在这样的 设定的情况下，当规定转速以上时，无刷电机2以高于目标占空Dt的检测临界值Dlim被驱 动，因此与基于目标转速和实际的转速的偏差的施加电压的请求相比，实际的施加电压还 要高。即，规定转速是应当将抑制失步优先于基于转速偏差的施加电压的请求的转速。
另外，为了简化控制器213进行的控制，也可以在目标占空Dt为检测临界值Dlim 以上时设定为N=I。
此外，也可以在步骤S349中，选择无刷电机2的实际的转速和目标转速的其中一 个大的转速，并如前述那样N的值被设定为根据选择的转速而逐渐地或者阶段性地变化。 例如，当无刷电机2的实际的转速小于目标转速时，由于能够预料实际的转速正朝着目标 转速增大，因此根据目标转速预先减小N的值从而能够抑制失步而稳定地进行控制。
在执行了所述步骤S351之后，进至步骤S347。另外，在步骤S347中，与目标占空 Dt成为检测临界值Dlim以上的情况同样地，检测非通电相的端子电压，但不同的是，检测 定时在PWM载波N周期中为一次。
下面，基于图10的流程图说明所述步骤S348中的通电模式的切换控制的细节。
在步骤S381中，判断是否为低速无传感器控制的实施条件。在以非通电相上产生 的感应电压(速度电动势)的信号为触发而进行通电模式的切换的无传感器控制中，在电机 转速低的区域中，感应电压(速度电动势)降低而难以高精度地检测出切换定时，因此在电 机的低旋转域中，基于脉冲感应电压和阈值的比较，进行用于判断切换定时的低速无传感 器控制。
因此，在步骤S381中，基于电机转速是否高于设定速度，判定是否处于能够进行 将速度电动势作为触发的模式切换判断的速度域中。即，所述设定速度是能够进行将速度 电动势作为触发的切换判断的电机转速的最小值，预先通过实验或仿真来决定后存储。
另外，基于通电模式的切换周期计算电机转速。此外，只要作为所述设定速度，例 如设定用于判断向低速无传感器控制的转移的第I设定速度和用于判断低速无传感器控 制的停止的第2设定速度(> 第I设定速度)，并且抑制无传感器控制的切换在短时间内重 复。
在步骤S381中，当判断为是低速无传感器控制的实施条件时，换言之，当电机转 速为设定速度以下时，进至步骤S382，比较非通电相的电压和阈值(在步骤S302中学习的 阈值)，当非通电相的电压穿过阈值时，判定通电模式的切换定时而进至步骤S384，实施到 下一个通电模式的切换。
具体地说，当此时是通电模式(I)时，在非通电相即W相的电压成为阈值V1-2以下时，判断为是到通电模式(2)的切换定时，当此时是通电模式(2)时，在非通电相即V相的电压成为阈值V2-3以上时，判断为是到通电模式(3)的切换定时，当此时是通电模式(3) 时，在非通电相即U相的电压成为阈值V3-4以下时，判断为是到通电模式(4)的切换定时， 当此时是通电模式(4)时，在非通电相即W相的电压成为阈值V4-5以上时，判断为是到通电模式(5)的切换定时，当此时是通电模式(5)时，在非通电相即V相的电压成为阈值V5-6 以下时，判断为是到通电模式(6)的切换定时，当此时是通电模式(6)时，在非通电相即U相的电压成为阈值V6-1以上时，判断为是到通电模式(I)的切换定时。
另一方面，在步骤S381中，当判断为不是低速无传感器控制的实施条件时，换言之，当电机转速高于设定速度时，进至步骤S383，实施将判断为从非通电相的电压穿过零电平的时刻起进一步旋转了 30deg的时刻作为到下一个通电模式的切换定时来检测的高速无传感器控制。
详细地说,基于这时的电机转速将30deg换算成时间，在从过零时刻起经过了相当于30deg的时间的时刻，判断到下一个通电模式的切换定时，并进至步骤S384，切换到下一个通电模式。
在步骤S385中，基于通电模式的切换周期来运算电机转速。
这里，详细说明步骤S344中的检测临界值Dlim的决定方法。
例如，如图11所示，在将PWM控制中每个载波周期重复增减的PWM计数器的波谷 (计数器值从减少转变为增大的点)、换言之脉冲施加电压的脉冲宽度PW的中央附近设为非通电相的电压的Α/D变换定时(采样定时)的情况下，如果刚施加脉冲电压后(刚上升后)的非通电相的脉冲感应电压振荡的期间(电压振荡时间)比所述脉冲宽度PW的1/2长，则会在脉冲感应电压振荡的期间进行非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换(采样)，无法高精度地检测出非通电相的脉冲感应电压。
此外，如果非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换处理所需的时间(Α/D变换开始到结束为止的Α/D变换时间)比所述脉冲宽度PW的1/2长，则会在Α/D变换处理中停止对通电相施加电压，该情况下也无法高精度地检测出非通电相的脉冲感应电压，无刷电机2可能会失步。
因此，按照式(A)运算检测临界值Dlim (%)。
Dlim=Hiax (电压振荡时间，Α/D变换时间)*2/载波周期*100…式(A)
根据上述的式(A)，将电压振荡时间和Α/D变换时间中较长一方的两倍设为检测临界值Dlim，从而能够抑制在脉冲感应电压振荡的期间进行非通电相的脉冲感应电压的 Α/D变换(采样)，并且能够抑制在Α/D变换处理中停止对通电相施加电压。
另外，在将PWM控制中每个载波周期重复增减的PWM计数器的波峰(计数器值从增大转变为减少的点)设为非通电相的电压的Α/D变换定时(采样定时)的情况、将PWM切换定时设为非通电相的电压的Α/D变换定时(采样定时)的情况下，也如上计算检测临界值 Dlim0
此外，电压振荡时间以及Α/D变换时间除了能够利用预先通过实验或仿真求得的值之外，还可以在步骤S344中测量电压振荡时间，并基于测量结果来决定检测临界值 Dlim0
此外，在能够将非通电相的电压的Α/D变换定时(采样定时)设定为任意的定时的情况下，如图12所示，如果设为在电压振荡时间刚经过之后就开始Α/D变换处理，则能够使非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换(采样)在尽可能短的脉冲内进行，同时能够抑制在脉冲感应电压振荡的期间进行非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换(采样)，并且能够抑制在 Α/D变换处理中停止对通电相施加电压。
具体地说，按照式(B)运算检测临界值Dlim (%)。
Dlim=(电压振荡时间+Α/D变换时间)/载波周期*100…式(B)
S卩，如果设为脉冲宽度PW比电压振荡时间和Α/D变换时间的总和还要长，并且在电压振荡时间刚经过之后就开始Α/D变换，则能够抑制在脉冲感应电压振荡的期间进行非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换(采样)，并且能够抑制在Α/D变换处理中停止对通电相施加电压。
此外，非通电相的脉冲感应电压，其大小根据电机施加占空(占空比)而变化，如图 13所示，如果电机施加占空减小，则非通电相的脉冲感应电压也减小，如果电机施加占空小则会成为低于基准电压的电压，可能无法判定通电模式的切换定时。
因此，可以将用于产生能够通过电压检测电路检测的脉冲感应电压(超过基准电压的电压)的电机施加占空的最小值设为所述检测临界值Dlim。
这里，在通过前述的式(A)或者式(B)运算的检测临界值Dlim、以及基于脉冲感应电压是否超过基准电压而设定的检测临界值Dlim中，能够将更大的占空比设为最终的检测临界值Dlim。
如果这样设定检测临界值Dlim，则能够抑制在脉冲感应电压振荡的期间进行非通电相的脉冲感应电压的Α/D变换(采样)，并且能够抑制在Α/D变换处理中停止对通电相施加电压，进而，产生能够作为脉冲感应电压来检测的电压从而能够判定通电模式的切换定时，能够抑制无刷电机2中产生失步。
因此，根据上述油压泵系统，在怠速停止中使来自电动油泵I的油供应稳定地进行，从而有效地抑制油压下降，此外，在通过无刷电机2驱动水泵时，能够使冷却水的循环稳定地进行从而抑制引擎的过热。
另外，除了基于检测临界值Dlim对电机施加占空进行限制之外，为了延长连续地施加脉冲电压的时间，可以将载波周期向增大侧(将载波频率向降低侧)变更。
此外，在学习所述用于判断通电模式的切换定时的阈值时，可以设在将电机施加占空(占空比)作为所述检测临界值Dlim的状态下实施学习。
这是因为，如果在设定了比所述检测临界值Dlim还要大的电机施加占空的状态下学习阈值，则会导致如图13所示那样电机施加占空越小则脉冲感应电压越小，因此当电机施加占空比学习时还要减小的情况下，脉冲感应电压不会穿过阈值，可能无法实现通电模式的切换。
因此，在将脉冲感应电压检测时的电机施加占空设为最小值即所述检测临界值 Dlim的状态下学习阈值，即使电机施加占空成为最小值，脉冲感应电压也能够达到阈值，能够判定通电模式的切换定时。
此外，如上所述，在以所述检测临界值Dlim的占空比施加脉冲电压的状态下，实施了用于判断通电模式的切换定时的阈值的学习的情况下，对于电机温度和电机电源电压的变化，可以如下校正检测临界值Dlim。
如图14所示，如果将学习了阈值时的电机施加占空(占空比)设为Al (Al=Dlim), 将学习了阈值时的电机温度设为Tl，则在电机温度成为比Tl还要高的T2时，通电模式的切 换定时(进行切换的磁极位置)中的实际的脉冲感应电压的绝对值下降。即，如果在将占空 比固定为检测临界值Dlim的状态下电机温度上升，则通电模式的切换定时中的实际的脉 冲感应电压的绝对值下降，因此如果将电机温度低时学习的阈值在电机温度更高的条件下 直接使用，则脉冲感应电压不会达到阈值，可能无法判定通电模式的切换定时。
因此，在成为比学习时的电机温度Tl还要高的电机温度T2的情况下，对检测临界 值Dlim进行增大校正以便补偿电机温度的上升量导致的脉冲感应电压的电平下降，从而 增大当电机施加占空被设定为检测临界值Dlim时的脉冲感应电压，保持在学习时的脉冲 感应电压附近。换言之，朝着抑制在将占空比设为检测临界值Dlim时的通电模式的切换定 时中的脉冲感应电压随着电机温度变化的方向，变更检测临界值Dl im。
具体地说，预先求得相对于从学习时开始的温度上升量的占空增大校正量的相关 并将其存储，根据此时的电机温度T2和学习时的电机温度Tl之差求占空的增大校正量，并 以该增大校正量对检测临界值Dlim进行增大校正。在图14所示的例子中，将检测临界值 Dlim从占空比Al设为占空比A2从而进行校正。
由此，即使从阈值的学习时的电机温度起产生上升变化，也能够基于脉冲感应电 压和阈值的比较来判定通电模式的切换定时，从而依次进行通电模式的切换。
另外，在本实施方式的油压泵系统的情况下，电机温度能够用油温度等代表，油温 度除了能够用传感器直接检测之外，也能够根据引擎的运行条件进行估计。此外，也可以设 置用于检测电机(线圈)的温度的传感器。
此外，当不具备检测或者估计电机温度的部件，电机温度不清楚的情况下，预先对 检测临界值Dlim进行增大校正，使得即使电机温度成为最高温度，也能够基于脉冲感应电 压和阈值的比较来判定通电模式的切换定时。
此外，当电机温度比学习时下降了的情况下，通电模式的切换定时中的实际的脉 冲感应电压会产生增大变化。这时，如果将检测临界值Dlim在能够正确地检测非通电相 (开放相)的电压的范围内进行减少校正，则实际的脉冲感应电压会保持在学习时的脉冲感 应电压附近。但是，当脉冲感应电压增大变化的情况下，由于能够基于与阈值的比较来进 行通电模式的切换判定，因此如果至少进行相对于电机温度的上升变化的检测临界值Dlim 的增大校正，则能够抑制失步的发生。
另外，在将电机施加占空作为检测临界值Dlim，学习在脉冲感应电压的电平判定 中使用的阈值的情况下，能够使按照每个电机温度学习阈值，这时，能够省略与电机温度的 变化对应的检测临界值Dlim的校正。
另一方面，电机的电源电压也对通电模式的切换定时(进行切换的磁极位置)中的 实际的脉冲感应电压的绝对值产生影响，如图15所示，如果电机电源电压比学习时下降， 则通电模式的切换定时(进行切换的磁极位置)中的实际的脉冲感应电压的绝对值下降，脉 冲感应电压不达到阈值从而可能会导致无法判定通电模式的切换定时。
因此，在成为比学习时的电机电源电压更低的电源电压的情况下，对检测临界值 Dlim进行增大校正以便补偿电机电源电压的下降量导致的脉冲感应电压的电平下降，从而 增大当电机施加占空被设定为检测临界值Dlim时的脉冲感应电压，保持在学习时的脉冲感应电压附近。换言之，朝着抑制在将占空比设为检测临界值Dlim时的通电模式的切换定 时中的脉冲感应电压随着电源电压变化的方向，变更检测临界值Dlim。
具体地说，预先求得相对于从学习时开始的电源电压的下降量的占空增大校正量 的相关并将其存储，根据此时的电源电压和学习时的电源电压之差求占空的增大校正量， 并以该增大校正量对检测临界值Dlim进行增大校正。在图15所示的例子中，将检测临界 值Dlim从占空比Al设为占空比A3从而进行校正。
由此，即使从阈值的学习时开始电机电源电压下降，也能够基于脉冲感应电压和 阈值的比较来判定通电模式的切换定时，从而依次进行通电模式的切换。
此外，当电机电源电压比学习时增加了的情况下，通电模式的切换定时中的实际 的脉冲感应电压会产生增大变化。这时，如果将检测临界值Dlim在能够正确地检测非通电 相(开放相)的电压的范围内进行减少校正，则实际的脉冲感应电压会保持在学习时的脉冲 感应电压附近。但是，当脉冲感应电压增大变化的情况下，由于能够基于与阈值的比较来进 行通电模式的切换判定，因此如果至少进行相对于电机电源电压的下降的检测临界值Dlim 的增大校正，则能够抑制失步的发生。
另外，在将电机施加占空作为检测临界值Dl im，学习在脉冲感应电压的电平判定 中使用的阈值的情况下，能够按照每个电机电源电压学习阈值，这时，能够省略与电机电源 电压的变化对应的检测临界值Dlim的校正。
此外，如果对检测临界值Dlim实施基于电机温度的校正和基于电源电压的校正 的双方，则即使有电机温度以及电源电压的变化，也能够基于脉冲感应电压和阈值的比较 来判定通电模式的切换定时，从而依次进行通电模式的切换。
此外，为了抑制在脉冲感应电压的振荡期间内对脉冲感应电压进行采样，或者A/ D变换的途中脉冲电压的施加中断，从而导致错误地检测脉冲感应电压，且无法判定通电模 式的切换定时，延长脉冲电压的施加时间即可，作为进一步延长脉冲电压的施加时间的方 法，可以实施后述的脉冲移位。
上述的脉冲移位是延长连续的电压施加时间而不变更一个周期中的电压施加时 间的总和即占空比的部件，如果在实施了该脉冲移位的基础上实施前述的检测临界值Dlim 对占空比的限制，则能够将检测临界值Dlim抑制为较低，从而广泛地确保占空比的可变范围。
图16表不一般的PWM信号生成。
在图16中，三角波载波的中间值D的值为电压=0，此外，将电压指令值设为B，V相 的PWM信号利用将三角波载波和电压指令值D+B进行比较的结果，W相的PWM信号利用将 三角波载波和电压指令值D-B进行比较的结果。
即，V相的上级开关元件在电压指令值D+B高于三角波载波的期间导通(ON)，W相 的下级开关元件在三角波载波高于电压指令值D-B的期间导通。
但是，在图16所示的PWM信号生成中，如果占空小则V相和W相都通电的期间即 脉冲电压的施加时间(图16中的斜线的期间)短，难以高精度地检测出在非通电相上被感应 的电压。
因此，通过实施图17所示的脉冲移位，以与图17所示的PWM信号生成相同的占空 进一步延长两相都通电的连续时间(脉冲电压的施加时间)，能够提高在非通电相上被感应的电压的检测精度。
在图17所示的脉冲移位中，在三角波载波的波峰/波谷(上升/下降)的定时，对电压指令值进行校正。
具体地说，在三角波载波的上升期间，对电压指令值D+B校正为D+B+A (其中， A=X-B),并对电压指令值D-B校正为D-B-A (其中，A=X-B)，使得电压指令值从电压=D偏离 X，在三角波载波的下降期间，对电压指令值D+B校正为D+B-Α (其中，A=X-B )，并对电压指令值D-B校正为D-B+A (其中，A=X-B),使得电压指令值接近电压=D。
通过上述的电压指令值的校正，在三角波载波的下降期间V相和W相都通电的时间变短，相应地，在三角波载波的上升期间V相和W相都通电的时间变长，能够延长两相都通电的连续时间(脉冲电压的施加时间)而不改变占空(一个周期中的导通时间),能够抑制在脉冲感应电压的振荡期间对脉冲感应电压进行采样，或者在Α/D变换中电压施加中断。
[第2实施方式]
下面，说明本发明的第2实施方式。另外，关于与第I实施方式相同的结构，通过附加相同标号从而简化或者省略其说明。
第2实施方式中的电机控制装置3与第I实施方式的区别 在于，在步骤S304的电机驱动控制中，当目标占空Dt小于检测临界值Dlim时，不设定用于检测非通电相的端子电压的检测定时而是将N设为固定值、即省略了图5中的步骤S349。
图18是表示第2实施方式中固定为N=2时的步骤S304的电机驱动控制的细节的流程图。
在步骤S401中，基于在控制器213的ROM (只读存储器)等中存储的固定的检测定时(根据PWM信号的周期在两个周期一次)，将两次中一次进行检测时的检测时占空Dl设定为检测临界值Dlim。
在步骤S402中，将两次中一次没有进行检测时的非检测时占空D2按照下式设定。
D2=目标占空Dt*2_检测临界值Dlim
根据第2实施方式中的电机控制装置3，当目标占空Dt小于检测临界值Dlim时， 不需要设定用于检测非通电相的端子电压的检测定时，因此能够减轻控制器213的运算负担。
另外，主张基于在2011年9月20日申请的日本专利申请第2011-204733号的优先权，从而其内容通过参照而被全部编入本说明书中。
此外，对于本领域技术人员而言，根据本公开可知，选择的实施方式只不过是为了图示/说明本发明而选择的实施方式，除此之外，如附加的权利要求书所定义的那样能够进行各种变更以及修正而不脱离本发明的范围。
进而，本发明提供的实施方式的前述的说明仅用于例示，并非用于限定本发明(如附加的权利要求书所请求的发明和与其等同的发明)。
权利要求
1.一种无刷电机的驱动装置，基于脉冲感应电压来切换对三相的无刷电机中的两相施加与脉宽调制信号相应的脉冲信号的通电模式，其中，该脉冲感应电压是在非通电相上被感应，其特征在于，在与所述脉宽调制信号的周期相应的规定的检测定时检测所述脉冲感应电压，并且限制所述规定的检测定时中的所述脉宽调制信号的占空比即检测时占空比的下限值。
2.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，当所述脉宽调制信号的占空比小于规定值时，所述检测时占空比被限制为所述规定值。
3.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其中，在连续的所述规定的检测定时期间，设定没有检测所述脉冲感应电压时的脉宽调制信号的占空比即非检测时占空比，使得被限制为所述规定值的所述检测时占空比和所述非检测时占空比的相加平均后的平均占空比，接近与所述无刷电机的操作量相应的脉宽调制信号的占空比。
4.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述规定的检测定时基于所述无刷电机的实际的转速以及无刷电机的操作量的至少一方而变化。
5.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，当所述无刷电机的实际的转速或者无刷电机的操作量为规定转速以上时，所述规定的检测定时是脉宽调制信号的每一个周期。
6.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，当所述脉宽调制信号的占空比小于所述规定值时，所述规定的检测定时被设为固定值。
7.如权利要求1所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述无刷电机驱动用于吐出在车辆内部循环的水的电动水泵。
8.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述规定值根据所述无刷电机的温度上升而被增大校正。
9.如权利要求8所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述无刷电机的温度上升是相对于通过利用所述规定值作为所述脉宽调制信号的占空比而学习了阈值时的温度而言的，所述阈值与所述脉冲感应电压进行比较从而用于判定所述通电模式的切换定时。
10.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述规定值根据所述无刷电机的电源电压的下降而被增大校正。
11.如权利要求10所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述无刷电机的电源电压的下降是相对于通过利用所述规定值作为所述脉宽调制信号的占空比而学习了阈值时的电源电压而言的，所述阈值与所述脉冲感应电压进行比较从而用于判定所述通电模式的切换定时。
12.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述规定值被设定为，在所述脉冲电压刚开始施加后所述脉冲感应电压变动的时间和将所述脉冲感应电压进行A/D变换所需的时间的总和的时间内施加脉冲电压时的占空比。
13.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其特征在于，所述规定值被设定为，在所述脉冲电压刚开始施加后所述脉冲感应电压变动的时间和将所述脉冲感应电压进行A/D变换所需的时间中较长的一方的时间的两倍以上的时间内施加脉冲电压时的占空比。
14.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其中，在学习与所述脉冲感应电压进行比较从而用于判定所述通电模式的切换定时的阈值的情况下，所述规定值被设定为所述脉宽调制信号的占空比。
15.如权利要求2所述的无刷电机的驱动装置，其中，基于以下内容中的至少一个来设定所述规定值所述脉冲感应电压的振荡时间、所述脉冲感应电压的A/D变换时间、以及作为切换所述通电模式的阈值而与所述脉冲感应电压进行比较的基准电压和所述脉冲感应电压的大小关系。
全文摘要
本发明提供一种无刷电机的驱动装置，将对三相无刷电机的两相通电的通电模式基于非通电相上被感应的感应电压来切换，当与无刷电机的操作量相应的PWM信号的占空比即目标占空比Dt小于能够检测感应电压的占空比的下限即检测临界值Dlim时，根据PWM信号的周期来设定用于检测感应电压的检测定时(1/N)，并将检测定时中的PWM信号的占空比即检测时占空比D1限制为Dlim。
文档编号H02P6/06GK103023395SQ201210322309
公开日2013年4月3日 申请日期2012年9月4日 优先权日2011年9月20日
发明者冈本直树, 羽野诚己 申请人:日立汽车系统株式会社