交流电机的控制装置及控制方法

专利名称：交流电机的控制装置及控制方法
技术领域：
本发明设计一种交流电机的控制装置及控制方法，更详细来说，涉及一种考虑了对定子的电枢绕组进行通电的电流的偏移量的控制装置及控制方法。
背景技术：
近年来，应用逆变器作为交流电机的驱动装置的技术得到普及，与以往的技术相t匕，控制性能显著提升。在很多情况下，利用应用了逆变器的驱动装置的控制，来检测出流向定子的电枢绕组的各相的电流及转子的旋转相位，并且基于来自外部的转矩指令值，通过控制矩形波电压的相位，或者采用脉冲宽度调制(PWM)方式控制电压有效值，来调整输出转矩。还有检测出与叠加在电流上的直流成分等的偏移量，进行减小该与叠加在电流上的直流成分等的偏移量的控制的技术。在专利文献I中公开了检测出这种电流偏移量的技术的例子。专利文献I的电机的控制装置具有:输出驱动电流的逆变器部，检测驱动电流值的电流值检测单元，辨别偏移量值单元，信号处理部。辨别偏移量值单元用来在没有向电机导通驱动电流的状态下，基于电流值检测信号检测出直流级别的偏移量值。另外，信号处理部基于电流值检测信号来生成除去偏移量值的控制信号，并且进行控制。由此，由于不需要用于调整偏移量值的特殊的调整电路，所以能够实现控制装置的小型化、简略化，并且能够高精度地控制电机的旋转。[现有技术文献][专利文献]专利文献1:日本特开平8-149882号公报此外，在专利文献I的控制装置中，由于在没有向电机导通驱动电流的非驱动状态下检测出电流偏移量，所以能够检测出电流值检测单元的零点误差并进行补正。然而，电流偏移量不限于由检测误差而引起的假设的量，还可能是在驱动时与直流成分等重叠(叠力口)而实际产生的量。另外，还有电流偏移量根据电机的动作状况而发生变化的情况。例如，若在三相之间的电源电线的特性不均衡(产生偏差)，则仅在电流流过时产生电流偏移量。另外，若存在转子的旋转相位的检测误差，则电流偏移量会根据检测误差的大小或正负而发生变化。专利文献I的控制装置不能检测出在电机的动作状态下产生的实际的电流偏移量，并且也不能够检测出电流偏移量的变化。另外，在基于转矩指令值来控制矩形波电压的相位的控制装置中，每经过电角度的180°进行一次切换矩形波的正负的控制，但是不具有控制改变正负电压的振幅的功能。因此，假设有电流偏移量产生，也不能够除去该电流偏移量。

发明内容
本发明是鉴于上述背景技术的问题点而提出的，本发明要解决的问题在于，提供一种在进行电压的相位控制的交流电机的动作状态下检测出电流偏移量，并且通过控制电压波形来抑制或除去电流偏移量的控制装置及控制方法。解决上述问题的第一技术方案的交流电机的控制装置，以交流电机作为控制对象来进行控制，所述交流电机具有:电流检测单元，其检测在对定子的电枢绕组上施加电压时流过的各相的电流；相位检测单元，其检测转子的旋转相位。该交流电机的控制装置在考虑所述各相的电流的偏移量的前提下，控制所述电压的波形，该交流电机的控制装置的特征在于，具有:电压相位设定单元，其基于来自外部的转矩指令值，在所述转子的旋转相位的上设定用于施加所述电压的电压相位；偏移量检测单元，其根据由所述电流检测单元检测出的所述各相的电流，来分别检测所述偏移量；开关控制单元，其针对每个根据由所述相位检测单元检测出的所述转子的旋转相位而得到的电角度的半个周期，获得将所述电压的波形切换成脉冲宽度调制波形或者矩形波形的控制时间点；波形切换单元，当检测出的所述偏移量为正值时，将所述电压的波形切换成正的所述脉冲宽度调制波形和负的所述矩形波形，当所述偏移量为负值时，将所述电压的波形切换成负的所述脉冲宽度调制波形和正的所述矩形波形，当所述偏移量为O时，将所述电压的波形切换成正的所述矩形波形及负的所述矩形波形。第二技术方案的发明，在第一技术方案所述的交流电机的控制装置中，还具有:电压振幅设定单元，其设定频率及电压振幅能够改变的正弦波波形的所述电压振幅；脉冲宽度调制单元，其通过基于比较结果的导通截止控制来生成所述脉冲宽度调制波形，所述比较结果是指，对采用规定频率并且具有规定电压振幅的三角波状的载波波形与正弦波波形进行大小比较的结果。第三技术方案的发明，在第二技术方案所述的交流电机的控制装置中，所述偏移量越大，所述电压振幅设定单元将所述正弦波波形的电压振幅设定得越小，所述偏移量越小，所述电压振幅设定单元将所述正弦波波形的电压振幅设定得越大；所述脉冲宽度调制单元，将所述正弦波波形大于所述载波波形的时间段作为脉冲宽度调制的导通时间。第四技术方案的发明，在第二技术方案或者第三技术方案所述的交流电机的控制装置中，所述电压振幅设定单元，预先保持所述偏移量与所述正弦波波形的电压振幅的关系O第五技术方案的发明，在第二技术方案或者第三技术方案所述的交流电机的控制装置中，所述电压振幅设定单元，根据所述偏移量的大小进行所述正弦波波形的电压振幅的反馈控制。第六技术方案的发明，在第一技术方案 第五技术方案中任一项所述的交流电机的控制装置中，还具有转矩检测单元，该转矩检测单元用于检测出输出转矩；所述电压相位设定单元，根据所述转矩指令值及检测出的所述输出转矩进行反馈控制，从而设定所述电压相位。第七技术方案的交流电机的控制方法的发明提供一种交流电机的控制方法，以交流电机作为控制对象来进行控制，所述交流电机具有:电流检测单元，其检测在对定子的电枢绕组上施加电压时流过的各相的电流；相位检测单元，其检测转子的旋转相位。该交流电机的控制方法在考虑所述各相的电流的偏移量的前提下，控制所述电压的波形，该交流电机的控制方法的特征在于，包括:电压相位设定步骤，基于来自外部的转矩指令值，在所述转子的旋转相位的上设定用于施加所述电压的电压相位；偏移量检测步骤，根据由所述电流检测单元检测出的所述各相的电流，来分别检测所述偏移量；开关控制步骤，针对每个根据由所述相位检测单元检测出的所述转子的旋转相位而得到的电角度的半个周期，获得将所述电压的波形切换成脉冲宽度调制波形或者矩形波形的控制时间点；波形切换步骤，当检测出的所述偏移量为正值时，将所述电压的波形切换成正的所述脉冲宽度调制波形和负的所述矩形波形，当所述偏移量为负值时，将所述电压的波形切换成负的所述脉冲宽度调制波形和正的所述矩形波形，当所述偏移量为O时，将所述电压的波形切换成正的所述矩形波形及负的所述矩形波形。在第一技术方案的交流电机的控制方法的发明中，基于来自外部的转矩指令值来设定电压相位，基于各相的电流检测出各相电流的偏移量，每经过电角度的半个周期，进行将电压波形切换成脉冲宽度调制波形或者矩形波形的切换控制，并且根据偏移量的正值、负值及O来进行选择电压波形的控制。即，在产生电流偏移量时，交替切换与电流偏移量极性相同的脉冲宽度调制波形和极性不同的矩形波形。由此，有意识地将电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等的波形，从而能够抑制并且除去电流偏移量在第二技术方案的发明中，通过基于比较结果的导通截止控制来生成脉冲宽度调制波形，该比较结果是指，对采用规定频率并且具有规定电压振幅的三角波状的载波波形与频率及电压振幅能够改变的正弦波波形进行大小比较而得的结果。由此，控制脉冲宽度调制的导通时间，从而能够自由地控制脉冲宽度调制波形的有效值。因此，根据电流偏移量的正负及绝对值的大小，能够以能够改变的方式设定电压波形的正负电压不均等的程度，从而能够良好地除去电流偏移量。在第三技术方案的发明中，偏移量越大则将正弦波波形的电压振幅设定为越小，偏移量越小则将正弦波波形的电压振幅设定为越大，将正弦波波形大于载波波形的时间段作为脉冲宽度调制的导通时间。即，由于偏移量越大则正弦波波形的电压振幅越小，导通时间也减少，所以与电流偏移量极性(正负)相同的脉冲宽度调制波形的有效值变小。另一方面，与电流偏移量极性(正负)不同的矩形波形的有效值恒定。因此，电压波形的正负电压不均等的程度变大，能够恰当地除去很大的偏移量。另外，由于偏移量越小则正弦波波形的电压振幅越大，导通时间也增加，所以与电流偏移量极性(正负)相同的脉冲宽度调制波形的有效值接近于与电流偏移量极性(正负)不同的矩形波形的有效值。因此，电压波形的正负电压不均等的程度变小，能够恰当地除去很小的偏移量。在第四技术方案的发明中，预先保持有偏移量与正弦波波形的电压振幅的关系。因此，能够基于检测出的偏移量立即求出正弦波波形的电压振幅，使控制简单化。在第五技术方案的发明中，根据偏移量的大小进行正弦波波形的电压振幅的反馈控制。因此，通过反馈控制来优化电压振幅，从而能够可靠地抑制电流偏移量，实现在大致恒定的动作状态下将偏移量收敛为O。在第六技术方案的发明中，还具有用于检测输出转矩的转矩检测单元，基于转矩指令值及检测出的输出转矩，通过反馈控制来设定电压相位。通过除去电流偏移量并且进行输出转矩的反馈控制，能够进一步提高控制的精度，从而实现交流电机的良好的动作。第七技术方案的交流电机的控制方法的发明，具有实行第一技术方案的各单元的功能的各步骤。本发明还能够作为控制方法来实施，其效果与第一技术方案相同。


图1是说明包括实施方式的交流电机的控制装置及作为控制对象的交流电机的整体结构的图。图2是说明实施方式的控制装置的功能单元的框图。图3是说明利用偏移量检测单元检测出电流的偏移量的方法的示意图。图4是表示通过实施方式的控制装置控制电压的处理流程的流程图。图5A、5B是说明在偏移量很大时的实施方式的交流电机的控制装置的动作的示意图，图5A是PWM(Pulse Width Modulation:脉宽调制)单元内的正弦波波形及载波波形，图5B是表示从波形切换单元发出的指令即控制信号的波形。图6A、6B是与图5A、5B同样地说明在偏移量的大小为中等程度时的动作的示意图。图7A、7B是与图5A、5B同样地说明在偏移量很小时的动作的示意图。图8是说明另一个实施方式的控制装置的功能单元的框图。其中，附图标记说明如下:1、10:交流电机的控制装置，IM:微型计算机，11:偏移量检测单元，12、120:电压相位设定单元，13:开关控制单元，14:电压振幅设定单元，15:PWM单元(脉冲宽度调制单元)，16:波形切换单元，17:转矩检测单元，2:逆变器电路，22UU、22UL:U相正侧、U相负侧开关器件，22VU、22VL:V相正侧、V相负侧开关器件，22WU.22WL:W相正侧、W相负侧开关器件，24U、24V、24W:U 相、V 相、W 相输出端子，25U、25V、25W:电源电线，3:直流电源，3U:正侧端子，31:负侧端子，4:驱动电路，9:交流电机，91:定子，92 94:电枢绕组，95:相位传感器，96:相位处理装置，97U.97V.97ff:电流传感器，
iu、iv、i w:电流检测信号，IUO、IVO、IffO:偏移量，Θ 1、Θ 2:相位检测信号，Θ V:电压相位，tmg:控制时间，Treq:转矩指令值，Tout:输出转矩，sin、Usin、Vsin、Wsin:正弦波波形，Es、UEs、VEs、WEs:电压振幅，pwm、Upwm> Vpwm> Wpwm:PWM 波形(脉冲宽度调制波形)，sqr、Usqr、Vsqr、Wsqr:矩形波形，Cr:载波波形，Tonl Tonl4:导通时间，CU CW:控制信号，DUU DWL:通电控制信号。
具体实施例方式参考图1 图7Α、7Β，针对本发明的实施方式的交流电机的控制装置进行说明。图1是说明包括实施方式的交流电机的控制装置I及作为控制对象的交流电机9的整体结构的图。作为交流电机9的驱动源，采用了逆变器电路2、直流电源3及驱动电路4的组合。控制装置I向驱动电路4发送控制信号CU、CV、CW，通过驱动逆变器电路2来最终控制交流电机9。首先，参考图1，对整体结构进行详细的说明。交流电机9主要由定子91和转子构成，其中定子91具有Y形连接的三相电枢绕组92、93、94，转子具有图中省略的磁极对。在本实施方式中，对电枢绕组92、93、94的极数及转子的磁极对的数量没有特别的限制。作为检测出转子的旋转相位的相位检测单元，设置有相位传感器95。对相位传感器95的检测方式没有限制，例如能够采用旋转变压器(Resolver)。将相位传感器95的相位检测信号Θ I输出至相位处理装置96,并通过相位处理装置96将相位检测信号Θ I转换成控制装置I能够获取的形式即相位检测信号Θ2。逆变器电路2 —边将直流电源3的直流电压Edc的波形转换成脉冲宽度调制波形(PWM波形，下面将脉冲宽度调制简称为PWM)或者矩形波形来控制相位，一边输出PWM波形或者矩形波形，该逆变器电路2由图中所示三相桥式电路构成。即，在直流电源3的正侧端子3U和负侧端子3L之间串联有U相正侧开关器件22UU和U相负侧开关器件22UL (附图标记的第一个后缀的U、V、W表示相，第二个后缀的U表示正侧，L表示负侧)。在两个开关器件22UU、22UL之间设置有U相输出端子24U。同样，在V相正侧开关器件22VU和V相负侧开关器件22VL之间设置有V相输出端子24V，在W相正侧开关器件22WU和W相负侧开关器件22WL之间设置有W相输出端子24W。逆变器电路2使用例如场效应晶体管(FET)作为六个开关器件22UU 22WL，并且能够通过通电控制信号DUU DWL分别对该六个开关器件22UU 22WL进行单独地控制，使这六个开关器件22UU 22WL在导通状态及截止状态之间切换。
逆变器电路2的三相的输出端子24U、24V、24W通过电源电线25U、25V、25W分别连接到定子91的三相的电枢绕组92、93、94的施加端上。在电源电线25U、25V、25W上，即逆变器电路2与电枢绕组92、93、94的施加端之间，设置有作为电流检测单元的各相的电流传感器97U、97V、97W。电流传感器97U、97V、97W检测出的线电流与电枢绕组92、93、94的相电流一致。对电流传感器97U、97V、97W的检测方式没有限制，例如，能够采用使用分流电阻的传感器或者应用霍尔效应的传感器等。将电流传感器97U、97V、97W的电流检测信号iu、iv、iw发送至控制装置I。控制装置I具有微型计算机1M，根据软件进行动作以及执行控制逻辑。控制装置I采用规定的采样间隔Tl，从相位处理装置96获取相位检测信号Θ 2，并且在控制装置I的内部将获取的检测信号Θ2转换成电角度Ge。进而，控制装置I通过用此次获取的电角度Θ e的值与上一次获取的值之间的变化量除以采样间隔Tl来求得旋转速度，从而计算出转速N。另外，控制装置I以采样间隔Tl通过电流传感器97U、97V、97W获取三相的电流检测信号iu、iv、i W。并且，控制装置I接收来自外部的作为动作指令值的转矩指令值Treq。控制装置I在考虑电角度Θ e及后述的电流的偏移量IUO、IVO、IffO的前提下，基于转矩指令值Treq生成三相的控制信号⑶、CV、Cff,并将该三相的控制信号发送至驱动电路5。控制信号⑶、CV、CW为控制导通与截止的切换时间的信号。另外，控制装置I具有通过复位信号RST对驱动电路4进行复位的功能。驱动电路4将从控制装置I接收的控制信号⑶、CV、CW进行转换，生成通电控制信号DUU DWL，并将它们发送至六个开关器件22UU 22WL。由此，控制各开关器件22UU 22WL的开闭(导通和截止)，并且控制将直流电源3的直流电压Edc施加在电枢绕组92、93、94上的时间段。施加的电压为PWM波形或者矩形波形，PWM波形的有效值比矩形波形的有效值小。另外，由于各相的电枢绕组92、93、94包含电感部分，所以流经的电流的波形变为大致正弦波状。接着，针对控制装置I所具有的功能单元进行说明。图2是说明实施方式的控制装置I的功能单元的框图。如图所示，控制装置I具有偏移量检测单元11、电压相位设定单元12、开关控制单元13、电压振幅设定单元14、PWM单元15及波形切换单元16。偏移量检测单元11根据从电流传感器97U、97V、97W获取的三相的电流检测信号iu、iv、iw，检测出各相的电流的偏移量IU0、IV0、IW0。图3是说明利用偏移量检测单元11检测出电流的偏移量IUO的方法的示意图。由于三相的偏移量IU0、IV0、IW0的检测方法相同，所以在此以U相为例进行说明。图3的横轴表示相位(电角度0e)，纵轴表示U相的电流检测信号iu，实线的曲线为实际流向电枢绕组92的U相电流波形，白圈表示通过采样间隔Tl获取的离散的瞬时值。偏移量检测单元11求得在电角度Θ e的一个周期内的所有白圈的瞬时值相加的和。接着，通过进行用该相加的和除以采样个数的平均值运算，来求得U相偏移量IU0。如上所述，电流波形为大致正弦波形，在没有偏移量时一个周期中的瞬时值正负各半数，相加的和大致为O。另一方面，在有偏移量时，由于各瞬时值仅偏移了偏移量大小的量，所以上述相加的和的值大致为偏移量乘以采样个数所得到的值。因此，根据上述的平均值运算能够求得U相偏移量IU0。在图3中例示了产生了正的偏移量IUO的情况。偏移量检测单元11将检测出的三相的偏移量IUO、IVO、IffO发送至电压振幅设定单元14及波形切换单元16。
电压相位设定单元12基于来自外部的转矩指令值Treq，在用电角度Θ e表示的转子的旋转相位(的基础)上设定施加电压的电压相位θν。该电压相位Θ V不仅可以参照转矩指令值Treq来确定,还可以参照转速N来确定。在实际应用中，电压相位θ V能够利用众所周知的d_q坐标变换法来计算。另外，还可以从以转矩指令值Treq及转速N作为参数的一览表形式的图表来求得电压相位θν。电压相位设定单元12将求得的电压相位θν发送至开关控制单元13。开关控制单元13，针对每个根据由相位传感器95检测出的转子的旋转相位Θ I而得到的电角度Θ e的半个周期(每经过所述半个周期)，获得将电压波形切换成PWM波形或者矩形波形的控制时机(timing，时间点)。S卩，开关控制单元13通过将检测出的当前的电角度Ge与通过电压相位设定单元12设定的电压相位Θ V相比较，一边使三相的电压顺次延迟120°，一边设定用于切换正负的控制时间点(时机)tmg。在电角度的一个周期内，在三相上分别出现两次控制时间点tmg。开关控制单元13将控制时间点tmg (的信息)发送至波形切换单元16。电压振幅设定单元14设定频率及能够由电压振幅能够改变的正弦波波形sin的电压振幅Es。详细来说，偏移量IUO、IVO、IWO (严格上来说，为偏移量的绝对值)越大，电压振幅设定单元14将用于该相的控制的正弦波波形sin的电压振幅Es设定为越小；而偏移量IUO、IVO、IffO越小，电压振幅设定单元14将正弦波波形sin的电压振幅Es设定为越大。另外，在偏移量IUO、IVO、IffO为O时，则将正弦波波形sin的电压振幅Es设定为无限大，但受到实际装置的性能上限的限制而饱和。正弦波波形sin的电压振幅Es能够根据各相而设定为不同的值(UEs、VEs、WEs)。电压振幅设定单元14将设定的电压振幅Es发送至PWM单元15。在本实施方式中，电压振幅设定单元14根据偏移量IU0、IV0、IW0的大小来进行正弦波波形sin的电压振幅Es的反馈控制。然而，并不限于此，电压振幅设定单元14还可以预先保持偏移量IU0、IV0、IW0与正弦波波形sin的电压振幅Es的关系，并且基于该关系来设定电压振幅Es。此外，并不限于用电压振幅设定单元14实施，控制装置I还具有设定正弦波波形sin的频率fs的功能。控制装置I在接收转速指令值进行转速的控制的情况下，与转速指令值相对应地设定频率fs。另外，控制装置I在没有控制转速的功能的情况下，例如以维持当前检测出的转速N的方式设定频率fs。PWM单元15通过基于比较结果的导通截止控制来生成PWM波形pwm,该比较结果是指，对采用规定频率并且具有规定电压振幅的三角波状的载波波形Cr与正弦波波形sin进行大小比较的结果。详细来说，PWM单元15通过正弦波生成电路生成具有电压振幅Es和频率fs的正弦波波形sin。另外，PWM单元15通过载波波生成电路生成采用规定频率并且具有规定电压振幅的等腰三角形状的载波波形Cr。载波波形Cr的形状不限于等腰三角形状，还可以采用上升斜率(绝对值)和下降斜率(绝对值)不同的三角形状。然后，PWM单元15通过比较电路比较载波波形Cr和正弦波波形sin的大小，将正弦波波形sin大于载波波形Cr的时间段作为导通时间Ton。另外，将正弦波波形sin不大于载波波形Cr的时间段作为截止时间Toff。由此，PWM单元15生成导通时间Ton及截止时间Toff交替出现的二值信号波形，S卩，生成PWM波形pwm。PWM单元15将生成的PWM波形pwm发送至波形切换单元16。波形切换单元16从偏移量检测单元11接收各相的偏移量IUO、IV0, HO,从开关控制单元13接收控制时间点(时机)tmg (的信息)，并且从PWM单元15接收PWM波形pwm。然后，波形切换单元16根据各相的偏移量IU0、IV0、IW0的正值、负值及0，在规定的控制时间点tmg上，每经过电角度Θ e的正或负的半个周期进行一次将该相的电压波形切换成PWM波形pwm或者矩形波形sqr的动作。即，若偏移量为正值，则波形切换单元16将电压波形切换成正的PWM波形pwm和负的矩形波形sqr，若偏移量为负值，则将电压波形切换成负的PWM波形pwm和正的矩形波形sqr，若偏移量为0，则将电压波形切换成正及负的矩形波形sqr。通过以上述方式，每经过电角度0e的正或负的半个周期，切换一次各相的电压波形，能够生成各相的控制信号CU、CV、CW。波形切换单元16将控制信号cu、cv、cw作为指令发送至驱动电路4。接着，针对控制处理流程进行说明。图4是表示通过实施方式的控制装置I控制电压的处理流程的流程图。图4示出的流程，在交流电机9的动作中连续重复地执行。在图中的步骤SI中，电压相位设定单元12设定电压相位θν。在下一个步骤S2中，偏移量检测单元11通过电流传感器97U、97V、97W获取电流检测信号iu、iv、iw。在步骤S3中，偏移量检测单元11计算出各相电流的偏移量IUO、IVO、IWO。在步骤S4中，电压振幅设定单元14针对各相设定正弦波波形sin的电压振幅Es。在下一个步骤S5中，PWM单元15通过正弦波生成电路生成具有电压振幅Es的正弦波波形sin。然后，在步骤S6中，PWM单元15利用比较电路对载波波形Cr和正弦波波形sin进行比较，以生成PWM波形pwm。在步骤S7中，开关控制单元13通过将检测出的当前的电角度Θ e与设定的电压相位Θ V进行比较，来设定切换正负的控制时间点tmg。在步骤S8中，波形切换单元16根据偏移量IU0、IV0、IW0的正值、负值及0，来生成各相的控制信号⑶、CV、CW，并将各相控制信号作为指令发送至驱动电路4。驱动电路4将通电控制信号DUU DWL发送至逆变器电路2，以控制由逆变器电路2施加在交流电机9上的电压波形。由此，电压控制的处理流程的一个周期结束，之后循环重复上述处理流程。接着，针对实施方式的交流电机的控制装置I的动作和作用进行说明。图5A、5B是说明在偏移量很大时的实施方式的交流电机的控制装置I的动作的示意图，图5A表示PWM单元15内的正弦波波形及载波波形，图5B表示从波形切换单元16发出的指令即控制信号CU、CV、Cff的波形。同样，图6A、6B是说明在偏移量的大小为中等程度时的动作的示意图，图7A、7B是说明在偏移量很小时的动作的示意图，图5A、5B表示的波形相同，图6A、6B表示的波形相同，图7A、7B表不的波形相同。在图5A中，横轴为相位(电角度Θ e)，纵轴为电压，载波波形Cr的电压振幅为100%。在图中，分别用实线、点划线和虚线来表示PWM单元15的正弦波波形sin (Usin、Vsin、Wsin)的U相、V相和W相。另外，用很细的实线来表示载波波形Cr。在图5B中，横轴为相位(电角度Θ e),纵轴表示U相、V相及W相的控制信号⑶、CV、Cff的波形的导通及截止状态。此外，在图6A、6B及图7A、7B中的横轴和纵轴与上述图5A、5B的横轴及纵轴的表不方式相同。
图5A、5B例示了偏移量很大的情况，具体来说，例示了 U相及V相偏移量IU0、IV0为相同程度的很大的正值，并且W相偏移量IWO为绝对值与U相及V相的偏移量相同程度的很大的负值的情况。在本实施方式中，偏移量越大，将正弦波波形Sin的电压振幅Es设定为越小，因此，在如图所示的例子中，将各相正弦波波形Usin、Vsin, Wsin的各电压振幅UEs、VEs、Wes设定为载波波形Cr的振幅的大约50%。在此，以U相控制信号CU为例，对其生成方法进行详细的说明。在图5A中，将U相正弦波波形Usin在正的半波内振幅大于载波波形Cr的七段离散的时间段，确定为导通时间Tonl Ton7(图中的粗线)。另外，将U相正弦波波形Usin的振幅不大于载波波形Cr的时间段，确定为截止时间Toff。将表示在这些导通时间Tonl Ton7与截止时间Toffi间进行切换的U相PWM波形Upwm，反映到U相控制信号⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO为正值，所以控制装置I将电压波形切换成正的U相PWM波形Upwm和负的U相矩形波形Usqr，从而生成如图5B所示的U相控制信号⑶。如图所示，由于U相控制信号⑶在相位从0°到180°的正的半个周期内为U相PWM波形Upwm，所以能够反映出导通时间Tonl Ton7及截止时间Toff的切换控制时间点。另外，U相控制信号⑶在从相位180°到360°为止的负的半个周期内切换成负的U相矩形波形Usqr，并且一直处于导通状态。由此，有意识地将U相电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等并且正负电压(有效值的绝对值)的差值很大的电压波形，即控制使负向电压的有效值大，正向电压的有效值小。因此，能够除去U相偏移量IUO的很大的正值。另夕卜，由于V相偏移量IVO与U相的偏移量的大小程度相同且同样为正值,所以V相控制信号CV的波形与使U相控制信号CU的波形延迟120°后的波形大致相同。即，V相控制信号⑶在相位从120°到300°的正的半个周期内为V相PWM波形Vpwm，反映出导通及截止的切换控制时间点，而在从相位300°到120°为止的负的半个周期内被切换成负的V相矩形波形Vsqr，并且一直处于导通状态。由此，有意识地将V相电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等并且正负电压(有效值的绝对值)的差值很大的电压波形，即控制为V相电压的负向电压有效值大，正向电压有效值小，从而能够除去V相偏移量IVO的很大的正值。另外，由于与U相及V相不同，W相偏移量IWO为负值，所以W相控制信号CW的波形与使U相控制信号CU的波形正负翻转后得到的波形再延迟240°后的波形大致相同。即，W相控制信号CW在相位从240°到60°为止的正的半个周期内为正的W相矩形波形Wsqr，并且一直处于导通状态，而在相位从60°到240°为止的负的半个周期内为负的W相PWM波形Wpwm，反映出导通及截止的切换控制时间点。由此，有意识地将W相电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等并且正负电压(有效值的绝对值)的差值很大的电压波形，即控制为W相电压波形的正向电压有效值大，负向电压有效值小，从而能够除去W相偏移量IWO的很大的负值。接着，图6A、6B例示了偏移量的大小为中等程度的情况，具体来说，例示了 U相及V相偏移量IUO、IVO为大小程度相同的中等程度的正值，并且W相偏移量IWO为绝对值与U相及V相的偏移量相同程度的中等程度的负值的情况。在本实施方式中，由于偏移量变小，所以将正弦波波形的电压振幅设定为较大的值，在如图所示的例子中，将各相正弦波波形Usin、VsiruWsin的各电压振幅设定为大于载波波形Cr的振幅，图中省略电压饱和的部分。在图6A中，将U相正弦波波形Usin在正的半波内振幅大于载波波形Cr的三段离散的时间段，确定为导通时间Ton8 TonlO (图中的粗线)。另外，将U相正弦波波形Usin的振幅不大于载波波形Cr的时间段，确定为截止时间Toff。与图5A相比，因正弦波波形Usin的电压振幅很大,使得导通时间Ton8 TonlO的总和比导通时间Tonl Τοη7的总和大。将表示在这些导通时间Τοη8 TonlO及截止时间Toff之间进行切换的U相PWM波形Upwm反映到U相控制信号⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO为正值，所以将电压波形切换成正的U相PWM波形Upwm和负的U相矩形波形Usqr，从而生成如图6Β所示的U相控制信号⑶。与图5Β同样地，U相控制信号CU在相位从0°到180°的正的半个周期内为U相PWM波形Upwm，反映出导通时间Ton8 TonlO及截止时间Toff的切换控制时间点。另外，U相控制信号⑶在从相位180°到360°为止的负的半个周期切换成负的U相矩形波形Usqr，并且一直处于导通状态。另外，V相控制信号CV的波形与使U相控制信号⑶的波形延迟120°后的波形大致相同。并且，W相控制信号CW的波形与使U相控制信号CU的波形正负翻转后得到的波形再延迟240°的波形大致相同。由此，有意识地将各相的电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等并且正负电压(有效值的绝对值)的差值为中等程度的电压波形，从而能够恰好除去各相偏移量IUO、IVO、IffO的中等程度的正值及负值。接着，图7A、7B例示了偏移量的大小很小的情况，具体来说，例示了 U相及V相偏移量IUO、IVO为大小程度相同的很小的正值，并且W相偏移量IWO为绝对值与U相及V相的偏移量相同程度的很小的负值的情况。在本实施方式中，偏移量越小，将正弦波波形的电压振幅设定为越大，在图7A中，将各相正弦波波形Usin、Vsin、Wsin的各电压振幅设定为比图6A的各电压振幅更大，从而饱和的时间段变长。在图7A中，将U相正弦波波形Usin在正的半波内振幅大于载波波形Cr的三段离散的时间段确定为导通时间Tonll Tonl3 (图中的粗线)。另外，将U相正弦波波形Usin的振幅不大于载波波形Cr的时间段确定为截止时间Toff。与图6A相比，导通时间Tonll Ton13分别比导通时间Ton8 TonlO略微长。将表示在这些导通时间Tonll Τοη13及截止时间Toff之间进行切换的U相PWM波形Upwm反映到U相控制信号⑶中。S卩，由于U相偏移量IUO为正值，所以将电压波形切换成正的U相PWM波形Upwm和负的U相矩形波形Usqr，从而生成如图7B所示的U相控制信号⑶。与图5B同样地，U相控制信号⑶在相位从0°到180°的正的半个周期内为U相PWM波形Upwm，反映出导通时间Tonll Tonl3及截止时间Toff的切换控制时间点。另外，U相控制信号⑶在从相位180°到360°为止的负的半个周期切换成负的U相矩形波形Usqr，并且一直处于导通状态。另外，V相控制信号CV的波形与使U相控制信号⑶的波形延迟120°后的波形大致相同。另外，在图7A中，将W相正弦波波形Wsin的负的半波的振幅比载波波形Cr在负方向上的值更大的一段时间段，确定为导通时间Tonl4(图中很粗的虚线)。另外，将W相正弦波波形Wsin的振幅没有比载波波形Cr在负方向上的值更大的时间段，确定为截止时间Toff。导通时间Tonl4为较长的时间段,该导通时间Τοη14成为稍微缺少两端的半个周期的长时间段。将表示在这些导通时间Τοη14及截止时间Toff之间进行切换的W相PWM波形Wpwm反映到W相控制信号CW中。S卩，由于W相偏移量IWO为接近于O的负值，所以将电压波形切换成正的W相矩形波形Wsqr和负的W相PMW波形Upwm，从而生成如图7B所示的W相控制信号CW。W相控制信号CW在相位从240°到60°为止的正的半个周期内为正的W相矩形波形Wsqr，并且一直处于导通状态，而在相位从60°到240°为止的负的半个周期内为负的W相PWM波形Wpwm，反映出导通时间Tonl4的切换控制时间点。由此，有意识地将各相的电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等并且正负电压(有效值的绝对值)的差值很小的电压波形，从而能够恰好除去各相偏移量IUO、IVO、IffO的极小的正值及负值。另外，当任一相的偏移量为O时，都将该相的电压波形切换成正的矩形波形及负的矩形波形。这相当于以往所进行的交流电机的矩形波控制。此外，在图5Α、5Β 图7Α、7Β的例子中，根据各相的偏移量IUO、IVO、IffO的大小，单独设定各相的正弦波波形的电压振幅UEs、VEs, WEs0另外，还根据各相的偏移量IU0、IVO、IffO的正负来设定各相的PWM波形pwm与矩形波形sqr的组合。另外，没有限定载波波形Cr的波形及周期。例如，在利用载波波形Cr的周期更短的载波生成电路时，能够将导通时间Ton分成比图中的例子更多的时间段。根据实施方式的交流电机的控制装置1，像图5A、5B 图7A、7B说明的那样，在产生了电流偏移量时，控制信号在与电流偏移量极性相同的PWM波形pwm和极性不同的矩形波形sqr之间交替变换。并且，偏移量越大，将正弦波波形sin的电压振幅Es设定为越小；而偏移量越小，将正弦波波形sin的电压振幅Es设定为越大，并且将正弦波波形sin大于载波波形Cr的时间段作为导通时间Ton。由此，由于有意识地将电压波形控制为正负电压(有效值的绝对值)大小不均等，并且，按照偏移量的大小来控制该不均等的比率，所以而能够恰当地除去偏移量。另外，根据偏移量的大小，进行正弦波波形sin的电压振幅Es的反馈控制。因此，通过反馈控制来优化电压振幅Es，从而可靠地抑制电流偏移量，实现在大致恒定的动作状态下将偏移量收敛为O。接着，针对另一种实施方式的交流电机的控制装置10进行说明，该控制装置10具有转矩检测单元17。图8是说明另一种实施方式的控制装置10的功能单元的框图。与图2相比，可了解到另一种实施方式的控制装置10还具有转矩检测单元17。如图所示，转矩检测单元17获取三相的电流检测信号iu、iv、iw和三相的控制信号⑶、CV、CW及直流电源3的直流电压Edc的信息。由此，转矩检测单元17能够计算出输入至交流电机9的有效功率，并且能够将有效功率换算成从交流电机9输出的输出转矩Tout。转矩检测单元17将输出转矩Tout的信息发送至电压相位设定单元120。电压相位设定单元120进行反馈控制，以使输出转矩Tout与转矩指令值Treq —致，并且设定电压相位θ v。根据另一个实施方式，通过基于电流偏移量IUO、IVO、IffO的反馈控制来除去偏移量，并且进行输出转矩Tout的反馈控制，能够进一步提高控制的精度，从而实现交流电机9的良好的动作。
此外，还可以取代另一个实施方式的控制装置10内部的转矩检测单元17，而在交流电机的输出轴上设置转矩传感器，将实际测定的输出转矩Tout的信息导入控制装置10。另外，实施方式的控制装置1、10的各功能单元11 17、120通过微型计算机IM执行控制逻辑来起作用。因此，本发明还能够作为将各功能单元11 17、120分别作为功能步骤进行执行的控制方法来实施。不管交流电机9的结构或绕阻连接方式等如何，都能够实施本发明，除此之外还能够适用各式各样的应用和变形。
权利要求
1.一种交流电机的控制装置，以交流电机作为控制对象来进行控制， 所述交流电机具有: 电流检测单元，其检测在对定子的电枢绕组上施加电压时流过的各相的电流， 相位检测单元，其检测转子的旋转相位； 该交流电机的控制装置在考虑所述各相的电流的偏移量的前提下，控制所述电压的波形， 该交流电机的控制装置的特征在于，具有: 电压相位设定单元，其基于来自外部的转矩指令值，在所述转子的旋转相位的上设定用于施加所述电压的电压相位， 偏移量检测单元，其根据由所述电流检测单元检测出的所述各相的电流，来分别检测所述偏移量， 开关控制单元，其针对每个根据由所述相位检测单元检测出的所述转子的旋转相位而得到的电角度的半个周期，获得将所述电压的波形切换成脉冲宽度调制波形或者矩形波形的控制时间点， 波形切换单元，当检测出的所述偏移量为正值时，将所述电压的波形切换成正的所述脉冲宽度调制波形和负的所述矩形波形，当所述偏移量为负值时，将所述电压的波形切换成负的所述脉冲宽度调制波形和正的所述矩形波形，当所述偏移量为O时，将所述电压的波形切换成正的所述矩形波形及负的所述矩形波形。
2.如权利要求 1所述的交流电机的控制装置，其特征在于，还具有: 电压振幅设定单元，其设定频率及电压振幅能够改变的正弦波波形的所述电压振幅，脉冲宽度调制单元，其通过基于比较结果的导通截止控制来生成所述脉冲宽度调制波形，所述比较结果是指，对采用规定频率并且具有规定电压振幅的三角波状的载波波形与正弦波波形进行大小比较的结果。
3.如权利要求2所述的交流电机的控制装置，其特征在于， 所述偏移量越大，所述电压振幅设定单元将所述正弦波波形的电压振幅设定得越小，所述偏移量越小，所述电压振幅设定单元将所述正弦波波形的电压振幅设定得越大； 所述脉冲宽度调制单元，将所述正弦波波形大于所述载波波形的时间段作为脉冲宽度调制的导通时间。
4.如权利要求2或3所述的交流电机的控制装置，其特征在于， 所述电压振幅设定单元，预先保持所述偏移量与所述正弦波波形的电压振幅的关系。
5.如权利要求2或3所述的交流电机的控制装置，其特征在于， 所述电压振幅设定单元，根据所述偏移量的大小进行所述正弦波波形的电压振幅的反馈控制。
6.如权利要求1 5中任一项所述的交流电机的控制装置，其特征在于， 还具有转矩检测单元，该转矩检测单元用于检测出输出转矩； 所述电压相位设定单元，根据所述转矩指令值及检测出的所述输出转矩进行反馈控制，从而设定所述电压相位。
7.一种交流电机的控制方法，以交流电机作为控制对象来进行控制， 所述交流电机具有:电流检测单元，其检测在对定子的电枢绕组上施加电压时流过的各相的电流， 相位检测单元，其检测转子的旋转相位； 该交流电机的控制方法在考虑所述各相的电流的偏移量的前提下，控制所述电压的波形， 该交流电机的控制方法的特征在于，包括: 电压相位设定步骤，基于来自外部的转矩指令值，在所述转子的旋转相位的上设定用于施加所述电压的电压相位， 偏移量检测步骤，根据由所述电流检测单元检测出的所述各相的电流，来分别检测所述偏移量， 开关控制步骤，针对每个根据由所述相位检测单元检测出的所述转子的旋转相位而得到的电角度的半个周期，获得将所述电压的波形切换成脉冲宽度调制波形或者矩形波形的控制时间点， 波形切换步骤，当检测出的所述偏移量为正值时，将所述电压的波形切换成正的所述脉冲宽度调制波形和负的所述矩形波形，当所述偏移量为负值时，将所述电压的波形切换成负的所述脉冲宽度调制波形和正的所述矩形波形，当所述偏移量为O时，将所述电压的波形切换成正的所述矩形波形及负`的所述矩形波形。
全文摘要
本发明提供一种在进行电压的相位控制的交流电机的动作状态下检测出电流偏移量，并且通过控制电压波形来抑制或除去电流偏移量的控制装置及控制方法。交流电机的控制装置(1)，其在考虑具有电流检测单元(97U)～(97W)及相位检测单元(95)的交流电机(9)的电流偏移量的前提下，控制电压波形，具有电压相位设定单元(12)，偏移量检测单元(11)，开关控制单元(13)，波形切换单元(16)。
文档编号H02P27/08GK103107770SQ20121037744
公开日2013年5月15日 申请日期2012年10月8日 优先权日2011年10月7日
发明者广濑祥多 申请人:爱信精机株式会社