专利名称：电源设备和图像形成设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有正常操作模式和待机模式的设备的电源，在所述待机模式下节约能量。
背景技术：
图13示出用于获得常规已知的稳压直流电源的电源设备的布置。
电源设备安装在其上的设施被布置成提供两个电压电平用于驱动部的第一直流电(direct current)和用于控制部的第二直流电，该驱动部包括例如马达和螺线管并且需要相对高的电压以进行操作，该控制部需要低电压以操作CPU、ASIC等。
另外，由于在待机模式下，即在设备处于节能状态时驱动部不被操作，不需要向驱动部中的负载提供电压。因此，该设备被布置成在待机模式下利用负载开关(未示出)等阻隔提供给驱动部中的负载的电压。在图13中，第一 DC/DC转换器A提供用于驱动部的电源电压，第二 DC/DC转换器B提供用于控制部的电源电压。
现在将参照图13进行详细描述。图13中所示的部件被如下所述地布置。
该设备包括商用交流电压源700、整流器702、平滑电容器703、启动电阻器705、开关元件707、电源控制IC 710、变压器711、二极管712和电容器713。该设备进一步包括次级整流二极管720、次级平滑电容器721、电阻器722、723和724，以及并联稳压器750。该设备还包括LED侧光耦合器714-b、电容器728和FET 732，该FET 732用作用于由第一直流电产生第二直流电的DC/DC转换器的开关装置。该设备还包括栅电阻器734、FET驱动晶体管733和735、用于控制该第二 DC/DC转换器的控制IC 738、电感器739、二极管740、电容器741以及电阻器742和743。该设备进一步包括第一直流电的负载731(在驱动部中)， 和用作第二直流电的负载的CPU 746 (控制部中)。
首先，下文描述第一 DC/DC转换器设备的操作。
当从商用交流电压源700施加交流电时，电容器703被由整流器702整流的电压充电。整流器702和电容器703用作用于对来自交流电压源的交流电进行整流和平滑的整流平滑电路。当跨电容器703的电压增加时，通过启动电阻器705向电源控制IC 710供电， 电源控制IC 710然后接通FET 707。一旦FET 707被接通，电流流过变压器711的初级绕组Np，并且施加到变压器711的Np绕组上的电压使得在绕组Ns和Nb上出现电压。绕组Nb 上出现的电压被二极管712阻隔以防止电流流动，绕组Ns上的电压被二极管720类似地阻隔以防止电流流动。在电源控制IC 710的内部电路限定的预定时间段之后，FET707被断开。这使得绕组Np在FET 707的漏极侧上电压增加。电流经由二极管720沿给电容器721 充电的方向流过绕组Ns ;当电容器721被充电时，跨电容器721的电压增加。在电源控制 IC 710的内部电路限定的预定时间段之后，FET 707被接通，并且再次从电容器703向变压器711提供电流。当在预定的时间段之后电源控制IC 710断开FET 707时，电容器721通过二极管720被绕组Ns上的电压再次充电。跨电容器721的电压被电阻器723和724分压，并且跨电阻器724的电压施加到并联稳压器750的控制端子上。并联稳压器750的阴极电流通过光耦合器714-b被发送给电源控制IC 710。
并联整流器750中的基准电压与被电阻器723和724分压的跨电阻器724的电压相比较，如果跨电阻器724的电压高于该基准电压，则该设备操作以减小FET 707的ON宽度或ON占空比，从而减小输出电压。如果跨电阻器724的电压低于并联整流器750中的基准电压，则该设备执行反馈操作，使得FET 707的ON时间或ON占空比增加，以增大输出电压。
接下来，下文描述第二 DC/DC转换器的操作。
第二 DC/DC转换器从第一 DC/DC转换器的输出电压生成第二直流电。在正常模式下，第二 DC/DC转换器控制IC 738通过晶体管733和735以及电阻器734间歇地驱动FET 732。电阻器742和743将第二 DC/DC转换器的输出电压分压，并且跨电阻器743的电压被输入第二 DC/DC转换器控制IC 738。第二 DC/DC转换器控制IC 738具有内部基准电压 Vref2，并且控制FET 732的ON占空比，使得跨电阻器743的电压等于Vref2以产生稳定的第二直流电。这样，该设备在输出驱动部的电源电压的输出侧具有负载开关以便降低待机模式下的功率，并且被布置成在待机模式下利用通过控制部电源操作的诸如CPU和ASIC的控制电路断开负载开关。
但是，对于图13所示的布置，不可避免地是当负载减小时DC/DC转换器的效率也降低。为了解决效率降低的问题，例如，日本专利申请特开第2000 - 278946号公开了一种布置，其中在RCC型开关电源设备中，降低待机模式下的输出电压，并且将通过随后的DC/ DC转换器升高到希望值的输出电压提供给负载。在日本专利申请特开第2000 - 278946号的布置中，在开关元件断开时，在RCC型转换器设备中输出电压被减小以使辅助绕组上的振铃电压减小到低于开关元件的阈值。这样，防止回扫电压来接通该开关元件，并且主开关元件的OFF时间被延长以降低振荡频率。结果，切换损耗减小并且电路效率提高。
但是，在该设施处于待机模式时，控制部中的负载电流也减小。因此，在该设施的待机模式下，上述的第二 DC/DC转换器的效率也降低。在日本专利申请特开第2000 -278946号的布置中，尽管提及了由于减小的负载电流而导致的降低的第一 DC/DC转换器的效率的提高，但是，没有提及对降低的第二 DC/DC转换器的效率的提高。发明内容
鉴于上述问题提出本发明，并且本发明能够提高在待机模式下的图像形成设备和电源设备的效率，在所述待机模式下节约能量。
根据本发明的电源设备是一种用于从交流电压源获得直流电的电源设备，包括 整流平滑单元，电连接到所述交流电压源以便对交流电进行整流和平滑；第一 DC/DC转换器，用于转换来自所述整流平滑单元的直流电并且输出第一直流电；第二 DC/DC转换器，用于接收来自所述第一 DC/DC转换器的第一直流电，通过开关单元的开关操作输出低于所述第一直流电的第二直流电；以及转变单元，用于转变到如下状态，其中所述第一 DC/DC转换器的输出电压从所述第一直流电降低到低于所述第二直流电的第三直流电，并且所述第二DC/DC转换器的开关单元在连续导通状态下被驱动。
根据本发明的图像形成设备包括驱动部分，被驱动以形成图像；控制部分，用于控制所述驱动部分的操作；以及电源部分，用于从交流电压源获得直流电以操作所述驱动部分和所述控制部分，所述电源部分包括整流平滑单元，电连接到所述交流电压源以便对交流电进行整流和平滑；第一 DC/DC转换器，用于转换来自所述整流平滑单元的直流电并且向所述驱动部分输出第一直流电；第二 DC/DC转换器，用于接收来自所述第一 DC/DC转换器的第一直流电，通过开关单元的开关操作向所述控制部分输出低于所述第一直流电的第二直流电；以及转变单元，用于在所述图像形成设备响应于来自所述控制部分的命令而进入节能模式时转变到如下状态，其中所述第一 DC/DC转换器的输出电压从所述第一直流电降低到低于所述第二直流电的第三直流电，并且所述第二 DC/DC转换器的开关单元在连续导通状态下被驱动。
本发明的其它特征将从下文的详细描述和附图变得明显。
图1
图2
图3
图4/Jn ο
图5是示出在从正常模式到待机模式时示例I的电源设备的各部分的波形的图是示出示例I的电源设备的布置的电路图。
是示出示例2的电源设备的布置的电路图。是在示例I的电源的效率与现有技术示例的效率之间进行比较的图示。是示出在从待机模式到正常模式时示例I的电源设备的各部分的波形的图/Jn ο
图6是示出示例3的第二 DC/DC转换器的布置的电路图。
图7是示出示例3的第二 DC/DC转换器的另一布置的电路图。
图8是示出示例4的电源设备的第一 DC/DC转换器的布置的电路图。
图9是示出示例5的电源设备的布置的电路图。
图10是示出从激光打印机的控制部分到示例5的电源设备的连接的图。
图11是示出在转变到节能模式时示例5的操作的流程图。
图12是示出在从节能模式返回时示例5的操作的流程图。
图13是示出现有技术示例的布置的电路图。
具体实施方式
下文描述本发明的布置和操作。在描述具体示例之前描述基本布置和操作。下文所示的示例仅是用于说明目的而不意图将本发明的技术范围限制于此。
首先，描述示例I的电源设备。
示例I的电源设备基于如下的布置，即该布置被控制——并且使用控制IC——使得如同触发模式类型或OFF时间控制驱动类型，在待机模式下(S卩，在低负载状态下)第一 DC/DC转换器中切换频率降低。
图1是示例I的电源设备的电路图。在图1中，类似的附图标记用于示出上文所述的现有技术示例的布置中的重复部分。现有技术中的重复部分的描述被省略，例如用于对来自交流电压源的交流电进行整流和平滑的整流平滑电路的操作、用于转换电压的第一 DC/DC转换器和第二 DC/DC转换器的操作、以及类似于现有技术示例的任何方面。这里，第一 DC/DC转换器A提供用于驱动部的电源电压，并且第二 DC/DC转换器B提供用于控制部的电源电压。该设备包括负载开关C。
在图1中，该设备包括电阻器125和126以及晶体管127。取决于该设备安装在其上的设施的状态，电源设备提供两个状态正常模式和待机模式，并能够在这两个状态之间切换。
作为第二 DC/DC转换器的负载的CPU 746控制该设施的状态以及电源设备在操作模式，即正常模式，或待机模式下的操作。CPU 746接通晶体管127以使电源设备进入正常模式，并且断开晶体管127以使电源设备进入待机模式。这里，正常模式指的是向驱动部的负载731提供直流电的状态，并且待机模式指的是没有向驱动部的负载731提供直流电的状态。
(I)在正常模式下的电源设备的操作的描述
在正常模式下，当CPU 746接通晶体管127时，电阻器724和电阻器125在并联稳压器750的控制端子和阳极之间并联电连接。并联稳压器750使得电流在阴极和阳极之间流动，从而将控制端子和阳极之间的电压调节为预定基准电压值。因此，第一 DC/DC转换器的输出电压Vout控制FET 707，使得被电阻器723以及在该控制端子和阳极之间的电阻分压得到的电压匹配基准电压值Vref。输出电压Vout由如下等式给定
Vout =[(电阻器 723 + R) /R] XVref
其中，R是由并联电连接的电阻器724和电阻器125得到的电阻值，其由如下等式给定
R=电阻器724X电阻器125/(电阻器724 +电阻器125)。
(2)在待机模式下的电源设备的操作的描述
在节能的待机模式下，CPU 746断开晶体管127。一旦晶体管127被断开，仅由电阻器724构成并联稳压器750的控制端子和阳极之间的电阻。如上所述，由于并联稳压器 750操作以将控制端子和阳极之间的电压调节为预定基准电压值，所以并联稳压器750操作以使得
Vout3 =[(电阻器 723 + 电阻器 724)/ 电阻器 724] XVref。
由于并联稳压器的阳极和控制端子之间的电阻在此模式下增加超过在正常模式下的电阻，该输出电压减小。
如上所述，第二 DC/DC转换器由第一 DC/DC转换器的输出电压产生第二直流电。由于在待机操作中第一DC/DC转换器的输出电压减小，第二DC/DC转换器操作以增加FET 732 的ON时间(或者增加ON占空比)，以便使该输出电压继续维持为第二直流电。一旦第一 DC/ DC转换器的输出电压减小至第二电源电压之下，第二 DC/DC转换器的FET 732被保持在ON 状态(B卩，100%0N占空比的状态)。第一 DC/DC转换器的电压继续减小至第三直流电。因此， 第二 DC/DC转换器处于连续导通状态，并且第一 DC/DC转换器的输出电压固定于较低的直流电(第三直流电)。
当第三直流电为Vout3并且第二直流电为Vout2时，关系由下式给定
Vout2>Vout3
因此，电阻器742、743和Vref2与电阻器723、724和Vref之间的关系由下式给
[(电阻器742 +电阻器743) /电阻器743] X Vref2> [(电阻器723 +电阻器724) / 电阻器724] XVref
图3示出在如上所述布置的电源的效率与现有技术布置(图13)的效率之间进行比较的图示。在图3中，横坐标代表负载电流，纵坐标代表在低负载状态下的效率。这示出在示例I和现有技术布置中的各自相对于负载电流的效率。在现有技术布置中，效率不好， 这是因为当第一 DC/DC转换器的效率降低时，第二 DC/DC转换器的效率也降低。根据示例 1，由于第二 DC/DC转换器中的损耗仅限于FET 732的ON电阻，所以效率得到提高。
可替代的，如果并联稳压器的耐受电压在基于并联稳压器的控制中是不足的，则并联稳压器可用作基准电压源，并且运算放大器(差分放大器)可用于形成控制电路。此外， 尽管并联稳压器中的电压被用作基准电压，但是可使用齐纳二极管来提供基准电压。
(3)在模式之间的转变期间的操作的描述
接下来，下文描述从待机模式向正常模式的转变以及从正常模式向待机模式的转变。
图4示出当从待机模式向正常模式转变时各个部分的电压。如图4所示，在从待机模式向正常模式的转变期间，电容器(C) 741的两端电压，即第二 DC/DC转换器的输出电压，从第三直流电平滑地改变为第二直流电。这是因为当在从待机模式向正常模式的转变期间，第一 DC/DC转换器的输出电压增加到高于第二直流电时，第二 DC/DC转换器操作以控制该输出电压。可见，电容器741的两端电压从第三直流电改变为第二直流电，而FET 707 和732操作以使得电容器728的两端电压平滑地改变为第一直流电。
接下来，图5示出了当从正常模式向待机模式转变时的状态。
图5不出在从正常模式向待机模式的转变期间的第一 DC/DC转换器的输出电压、 第一 DC/DC转换器的FET 707和第二 DC/DC转换器的FET 732的栅电压、以及第二 DC/DC 转换器的输出电压。
当第一 DC/DC转换器的输出电压减小时，FET 707的栅源电压被断开，并且FET 707被去激活。由于即使第一 DC/DC转换器的FET707不起作用负载电流仍流出，因此第一 DC/DC转换器的输出电压减小。从而，第二 DC/DC转换器的输入电压减小；第二 DC/DC转换器然后操作以增加FET 732的栅极的ON宽度(0N占空比)，同时持续维持第二 DC/DC转换器的输出电压。一旦第二 DC/DC转换器的输入电压减小至低于第二直流电,则第二 DC/DC转换器的FET 732被保持在ON状态(图5中的FET 732的栅源电压)。
在第一DC/DC转换器的输出电压达到第三直流电时，第一DC/DC转换器的FET 707 接通和断开；因此，第二 DC/DC转换器的输出电压被控制在第三直流电(图5中的点线B指示的状态)。
如上所述，示例I被布置以避免在待机模式和正常模式之间的转变(或转换)期间第二 DC/DC转换器的输出电压发生突然电压变化。
这样，根据示例1，在待机模式下可提高第一 DC/DC转换器和第二 DC/DC转换器的效率。另外，示例I能够避免在从待机模式向正常模式的转换以及从正常模式向待机模式的转换两者期间输出电压发生突然电压变化；这样可抑制电路的错误操作等。
接下来，描述示例2的电源设备。
示例2的电源设备基于如下的布置，即该布置被控制——并且使用控制IC——使得如同RCC类型或频率控制类型，在待机模式下(即，在低负载状态下)第一 DC/DC转换器中的切换频率增加。这里，RCC (振铃扼流转换器)型转换器指的是其中通过自激振荡发生切换操作的回扫转换器之一。
图2是示例2的电源设备的电路图。在该示例中，类似的附图标记用于示出现有技术示例的布置中的重复部分，并且它们的描述被省略。第一 DC/DC转换器A提供用于驱动部的电源电压，并且第二 DC/DC转换器B提供用于控制部的电源电压。
在图2中，设备包括电阻器742、243、247、248、237、251和252，比较器250，并联稳压器249以及晶体管253和254。
在正常模式下，CPU 746接通晶体管253。一旦晶体管253被接通，晶体管254然后被断开；第一 DC/DC转换器因此通过并联稳压器750的操作输出第一直流电，而不管比较器250的操作如何。在第二 DC/DC转换器中，第二 DC/DC转换器控制IC 738间歇地驱动 FET732以输出第二直流电。
当该设施进入待机模式并且CPU 746断开晶体管253时，利用比较器250的输出使晶体管254操作。比较器250的输出通过晶体管254和光耦合器714电连接到第一 DC/ DC转换器控制IC 710，并且第一 DC/DC转换器的输出使第二 DC/DC转换器的输出电压达到第三直流电。
第二 DC/DC转换器的输出电压被指定为在正常模式下达到第二直流电，并且第三直流电被设定为是低于第二直流电的电压；该第一 DC/DC转换器的输出电压因此从第一直流电减小到第三直流电。
即使输入电压减小，第二 DC/DC转换器继续操作，同时增加FET732的ON占空比以便将输出维持为第二直流电，并且当输入电压达到第二直流电时，ON占空比达到100%，并且FET 732保持接通。另外，直到第一 DC/DC转换器的输出电压减小至第三直流电，比较器 250才操作以开关FET 707。结果，第一 DC/DC转换器的输出电压固定于第三直流电。
根据不例2,如同不例I 一样,第一 DC/DC转换器和第二 DC/DC转换器的效率在待机模式下可提高。
接下来，描述示例3的电源设备。
示例I和2基于使用能够获得100%0N占空比的IC作为第二 DC/DC转换器控制1C。 示例3基于这样的布置，即该布置使用不能获得100%0N占空比的IC作为第二 DC/DC转换器控制1C，并且其特征在于提供了用于接通第二 DC/DC转换器的FET的外部电路。
在一些情况下，作为用于控制第二 DC/DC转换器的控制IC的防护功能，可存在占空比防护功能(duty guard function)或振荡器的下限断开频率(在此情况下，因此不能设定100%0N占空比)。因此，当第二 DC/DC转换器的输入电压减小时，第二DC/DC转换器的FET 不能继续接通。这造成输出电压的大的变化或者使得输出电压减小，并且不能执行如同示例I或2的操作。在这种情况下，可提供外部电路，该外部电路检测第一 DC/DC转换器的输出电压，并且当检测电压达到预定电压时接通第二 DC/DC转换器的FET，从而第二 DC/DC转换器的FET在待机模式下可被置于ON状态。
图6示出用于此状况的具体示例电路。此示例是包括示例I的第一 DC/DC转换器的电源设备，并且图6中所示的第二 DC/DC转换器电连接到该第一 DC/DC转换器。
这里，图6中所示的用于驱动第二 DC/DC转换器B的FET 501的电路包括晶体管 558、电阻器555、556、557、559和560、以及其它部件，该电路的其余部分包括电容器551、 572和530、电阻器536和549、二极管529、电感器528。由于电路的基本操作基本与对于现有技术布置所描述的操作相同，因此其描述被省略，并且仅描述示例3的外部电路Dl的布置和操作。
该示例的外部电路Dl是用于在待机模式下接通第二 DC/DC转换器B的FET 501的电路。该设备包括用于第二 DC/DC转换器的控制IC 600。该设备进一步包括用于输入控制目标电压的端子REF、集电极C和发射极E，并且通过电连接到端子C的端部的FET 501的栅端子来驱动FET 501。控制IC的GND端子由GND指示。
外部电路DI是包括电阻器601、604、608、609和611、晶体管602、603、606和610 以及二极管605和607的电路。
在正常模式下，第一 DC/DC转换器的输出电压处于第一直流电，其高于第二 DC/DC 转换器的输出电压(第二直流电)。这使得晶体管606接通，并且电流从二极管607流过电阻器609，该电阻器609继而反向偏置二极管605，从而晶体管602不操作。另外，由于晶体管603和610两者被断开，因此IC 600的原样的控制输出被施加到FET 501。因此，如同被 IC 600控制，第二 DC/DC转换器继续作为DC/DC转换器操作。
当该设施进入待机模式时，未示出的设施或负载使端子174处于低状态，并且降低第一 DC/DC转换器的输出电压。一旦端子174处于低状态,并且第一 DC/DC转换器的输出电压减小到低于第二直流电，晶体管602和603接通。这使得晶体管610接通，并且FET 501保持接通以使FET 501的栅极处于低状态。
当该设施返回正常模式时，未示出的设备或负载使第一 DC/DC转换器复原以输出正常模式输出，并且使端子174处于高的或高阻抗的状态。晶体管603然后被断开，这样也断开了晶体管610并且再次允许IC 600驱动FET 501。同时，第一 DC/DC转换器的输出电压开始增加；因此，IC 600驱动FET 501，并同时逐渐减小FET 501的ON时间。在此时间段期间观察到的电压变化仅是由于IC 600的最大占空比范围以及第一 DC/DC转换器的增加的电压导致的紧接在从待机模式向正常模式的转换之后看到的变化，其在负载设备的完全可接受范围内。这样，可执行在控制转换期间具有减小的电压变化的转换。
图6示出使用离散部件的示例。但是，可使用比较器来构建更简单的电路布置。图 7示出这样的电路。
在图7中，外部电路布置与图6中所示的布置不同。在图7所示的外部电路D2中， 该设备在正常模式下使端子174处于高状态。当比较器1405的负端子处于低状态时，比较器输出端子处于OPEN状态；FET 501未被影响。当该设施处于待机模式时，该设备减小电源设备的输出电压，并且使端子174处于低状态。当该输入电压减小并且比较器1405的负端子电压增加到高于正输入端子电压时，比较器输出处于低状态，使得第二 DC/DC转换器的FET 501接通。
在这里图6和7所示的电路中，示例I和2中描述的作为控制部的负载的CPU 746 电连接到端子172、173和174。
根据示例3，即使在IC作为第二 DC/DC转换器控制IC不能获得100%0N占空比的情况下，第一 DC/DC转换器和第二 DC/DC转换器的效率在待机模式下仍可提高。
接下来，描述示例4的电源设备。
示例4示出其中第一DC/DC转换器由RCC型电路构成的示例性情况。在此示例中， 作为第二 DC/DC转换器，可想到除在图I中所示的第二 DC/DC转换器B部分中CPU 746控制晶体管127的部分之外的类似的DC/DC转换器。因此，对于第二 DC/DC转换器，参考示例 I的描述并且这里省略了进一步的描述。
下文参照图8描述根据此示例的第一 DC/DC转换器的操作。在图8中，该设备包括商用交流电压源800滤波器电路801、二极管电桥802、电容器803和开关变压器804。该设备进一步包括启动电阻器805、作为第一光稱合器的一端的光电晶体管806-a、开关兀件 807、电阻器808、809、811、813、816和817、以及晶体管810。该设备还包括电容器812和 818、作为第二光稱合器的一端的光电晶体管814-a、以及二极管815和819。
该设备进一步包括次级整流二极管820、电解电容器821、电阻器822、824和825 以及并联稳压器823。该设备进一步包括电阻器835、836和839、比较器833、该光耦合器的 LED 806-b、电阻器834和晶体管876。该设备还包括产生基准电压的齐纳二极管838。
当从商用交流电压源800通过过滤器电路801在二极管电桥802上施加交流电时，电流经受全波整流，电容器803然后被充电，其跨电容器803产生DC电压。
描述在启动时设施处于正常模式的情况下的操作。在正常模式下，高信号被输入端子874。这使得晶体管876接通，并且光耦合器的LED 806_b未被点亮。由于光耦合器的晶体管806-a处于高阻抗状态，电阻器851使得电流在晶体管850的基极和发射极之间流动，以接通晶体管850。结果，由启动电阻器805和电连接在开关元件807的栅极和源极之间的电阻器808之间的分压得到的电压施加在该栅极和源极之间，以接通开关元件807。 一旦开关元件807被接通，则电流开始流过变压器804的初级绕组Np。在变压器804的辅助绕组Nb中，在使得开关元件807的栅电压进一步增加的方向上产生电压。利用此电压， 通过电阻器817对电容器818充电。由于电容器818的两端电压也施加在晶体管810的基极和发射极之间，当从充电开始已经过一定时间时在晶体管810中产生足够的基极电压， 并且可允许基极电压流动以接通晶体管810。
一旦晶体管810接通，开关元件807被断开，并且开关元件807的漏源电压开始增加。结果，在辅助绕组Nb上在二极管815的阴极侧上电压下降，并且在反方向上产生电压。
在次级绕组Ns中，电流沿二极管820传导该电流的方向流动，并且当电压增加高于电容器821的电压与正向电压之和时，电容器821被充电。同时，在辅助绕组Nb上出现的电压使得电容器818放电。提供二极管819以便实现保护，来防止施加高于晶体管810 的基极-发射极反向耐受电压的电压。电阻器816和二极管815被提供用于使电流沿将电容器818放电的方向流动，使得电容器818比其通过电阻器817放电更快地放电。在此状态下，晶体管810被断开；此后，开关元件807的栅电压依赖于从启动电阻器805供给的电流以及通过电阻器811和电容器812供给的并且流入辅助绕组Nb的电流。电阻器841和二极管842被提供用于加速开关元件807的断开。
在开关元件807被保持断开时，变压器804中积聚的能量被传递至电容器821 ;因此绕组Ns的电压随时间减小。由于绕组Ns的电压被反映到辅助绕组Nb的输出电压，绕组 Nb的二极管819的阳极侧上的电压也减小。被从启动电阻器805流入的电流偏置的开关元件807的栅电压增加。
当开关元件807的栅电压超过阈值时，开关元件807接通，并且电流沿如下方向流动，即从电容器803通过变压器804到绕组Np，然后通过开关元件807到电容器803的负端子。另外，由于在绕组Nb中电流沿如下方向流动，即从绕组Nb到电容器812到电阻器811 到电阻器808并返回绕组Nb，开关元件807的栅电压进一步增加。这样，电容器818如上所述被绕组Nb和电阻器817的电压充电；接通晶体管810使得开关元件807断开。
继续进行一系列如上所述的振荡操作，在开关元件807的ON期间在变压器804中积聚的能量在开关元件807的OFF期间被积聚在电容器821中，电容器821的两端电压然后增加。
电容器821的电压被电阻器824和825分压，并且当电阻器825两端的电压超过并联稳压器823中的基准电压时，并联稳压器823开始在阴极和阳极之间的电流流动，这使得光稱合器的光电二极管814-b发光。
光耦合器的光接收侧的晶体管814-a电连接到电阻器813和晶体管810的基极， 并且当光耦合器814的LED发光时，光电晶体管814-a的阻抗减小。这使得晶体管810接通并且开关元件807断开。这样，电容器821的两端电压被控制成使得电阻器825的两端电压匹配基准电压。
在待机模式下，端子874处于低状态。当端子874处于低状态时，晶体管876断开。 这使比较器833的输出信号能够被用于控制光稱合器的光电二极管806-b的发光。
比较器833在负输入端子接收被电阻器835和834分压的输出电压。在正输入端子，比较器833接收被电阻器836偏置的齐纳二极管838的基准电压。比较器833比较该输入电压和基准电压，并且如果电阻器834的电压高于齐纳二极管838的电压，比较器833 将其输出端子切换为低。一旦比较器833的输出端子被切换为低，贝U光I禹合器的光电二极管806-b发光。这降低了光I禹合器的晶体管806-a的阻抗以断开晶体管850。由于电阻器 851具有比启动电阻器805高的电阻，在启动时的栅电压减小，使得开关元件807不能接通。 由于电阻器851具有高电阻，两个或更多个电阻器串联电连接。启动电阻器805具有类似的结构。此情况可以允许开关元件807由于绕组Nb的电压而接通。因此，可提供这样的布置，该布置使用比较器833的输出以也使光I禹合器的LED 814-b发光，以减小光I禹合器的晶体管814-a的阻抗，从而开关元件807可被可靠地关断。
一旦开关元件807断开，第一 DC/DC转换器的输出电压减小，该输出电压是端子 872和873之间的电压。当被电阻器835和834分压的第一 DC/DC转换器的输出电压的值减小至低于齐纳二极管838的电压时，比较器833断开，并且光耦合器的LED 806-b和814_b 熄灭。(在这一点上，输出电压是如示例I中所描述的第三直流电)。结果，晶体管850的阻抗减小，并且启动电流开始流动。另外，晶体管810的阻抗增加，开关元件807的栅极端子电压可允许增加。
由于第一 DC/DC转换器的输出电压减小,用于电压反馈的并且在第一 DC/DC转换器处于正常模式时操作的并联稳压器823的阴极和阳极之间的段处于高阻抗状态。因此， 光耦合器的LED 814-b没有发光。
因此，开关元件807如同其在电源启动时的情况一样，被以最大ON时间驱动。
应指出，示例I是这样的布置，即其中输入并联稳压器的电阻器的分压比在待机模式和正常模式之间切换。但是，如果该布置被类似地以RCC类型重构，待机模式中的频率升高到高得多的频率。结果，切换损耗可增加，并且可使效率劣化而不是提高。
如果第一 DC/DC转换器被构造成RCC电路，示例4中的布置也可减小由启动电阻器导致的损耗，这是因为在待机模式中的低电压输出条件下，电连接到启动电阻器的晶体管850被开关。因此，电源设备的效率可进一步提闻。
接下来描述示例5。在示例5中，对示例4中所述的RCC类型的电源设备应用于激光束打印机的情况进行描述。与示例4共同的部件被用类似的附图标记示出，并且它们的描述被省略，而仅描述此示例所特有的特征。
描述此示例中第一 DC/DC转换器的操作。
图9是示出在此示例的激光束打印机中的第一 DC/DC转换器和第二 DC/DC转换器的布置的电路图。在图9中，FET 927左侧是第一 DC/DC转换器部分，包括FET 927的右侧是第二 DC/DC转换器部分。第一 DC/DC转换器的输出(+24V)被提供给图像形成设备中的驱动部分例如马达。第二 DC/DC转换器的输出(+3. 3V)被提供给诸如CPU和ASIC的控制部分，其控制图像形成设备中的驱动部分的操作。
在图9中，该布置包括第二 DC/DC转换器的主开关FET 927、电感器928、再生二极管929、电容器930、电阻器926和934 — 937、以及齐纳二极管938。该布置进一步包括电阻器939以及比较器932和933。
首先描述在正常模式下的操作。使用齐纳二极管938的电压作为基准电压，比较器932比较该基准电压与被电阻器934和939分压的电压。当电阻器939的电压降低到低于齐纳二极管938的电压时，比较器932的输出被切换为低；因此FET 927的栅电压减小以接通FET927。这使得电流流过电感器928，电容器930被充电，并且该电容器930的两端电压增加。该电压然后增加，并且当电阻器939的电压超过齐纳二极管938的电压时，比较器 932的输出被切换为高；因此FET927的栅电压增加以断开FET 927。由于电感器928试图进一步继续该电流流动，二极管929被接通以利用电感器928中积聚的能量对电容器930充电。这里，由于二极管980传导电流以减小在比较器932的正输入端子的电压，比较器932 被反转以接通FET 927。重复一系列如上所述的振荡操作，所示的第一DC/DC转换器持续振荡。
图10示出从激光打印机的控制部分到电源设备的节能模式信号线的连接。图10 示出控制电路的输出晶体管188和由CPU或ASIC组成的控制电路190。图10进一步示出电阻器185 - 187,271和272。驱动部的输出(+24V)通过使用FET 270的负载开关被接通和断开。FET 270的漏极电连接到图9中的端部D，即驱动部电源。通过此布置，当控制电路190的输出为高时，输出晶体管188处于低阻抗状态，并且负载开关，即FET 270被接通。 另一方面，当控制电路190的输出为低时，输出晶体管188处于高阻抗状态，并且负载开关， 即FET270被断开。
参照图11中的流程图描述当设施处于节能模式时的操作。在节能模式中，在步骤 11(在图11中简写为S11，下文同理)，来自控制电路190的信号使得输出晶体管188断开， 以使从电阻器272接收的栅极端子处于高状态或高阻抗状态，以停止提供第一直流电。在此条件下，由于负载开关FET 270被断开，第一 DC/DC转换器没有在电源外从端子171输出第一直流电。13
此后，在步骤12中，当端子184被切换到低，并且节能模式信号被从端子174输入图9中所示的电源设备时，晶体管175断开，允许电流流过光耦合器的LED 906-b，这使电源的比较器933能够操作。比较器933被布置成比较被电阻器935和937分压的电压与齐纳二极管938的电压。当电阻器937的电压高于齐纳二极管938的电压时，比较器933处于ON状态，这使得电流流过光耦合器的LED 906-b以点亮该LED。在光耦合器906的接收侧的晶体管906-a电连接在晶体管850的基极和发射极之间，并且在光耦合器906的LED 发光时使晶体管850断开，在LED熄灭时使晶体管850接通。这样，启动电阻器805和开关元件807被接通和断开，使得第二 DC/DC转换器的输出电压固定于第三直流电。因此，由于该输出电压的值持续低于目标值，第二 DC/DC转换器的反馈电路操作以保持FET 927接通。 这样，通过将第二 DC/DC转换器的FET 927保持在ON状态，抑制了切换损耗，并且第二 DC/ DC转换器中的损耗仅限于可归因于电感器928和FET 927的电阻的损耗。另外，由于第一 DC/DC转换器响应于3. 3V的电压的增加和减小将具有长周期的暂停，切换损耗降低，并且电源效率显著提高。
接下来，参照图12描述从节能模式的复原。在步骤21中将端子184切换到高使得晶体管175接通，使得比较器933停止控制启动电阻器805和FET 907，并且第一 DC/DC 转换器的输出电压开始朝第一直流电(+24V)增加。在步骤22中等待第一 DC/DC转换器的输出电压达到第一直流电若干微秒之后，在步骤23中接通输出晶体管188。负载开关FET 270然后被接通，以将第一直流电从端子171提供给驱动部的负载。可替换地，如果不存在当在驱动部的负载上施加不可靠的电压时错误操作的元件，则可取消负载开关FET 270，从而第一直流电不被接通或断开。
如上所述，根据此示例，在其中本发明的电源设备应用于激光束打印机的布置中， 在待机模式下的电源设备的效率可提高。
尽管已经参照示例性实施例描述了本发明，但是应理解，本发明并不局限于公开的示例性实施例。以下权利要求的范围应被给予最宽泛的解释以包含所有变型以及等同的结构和功能。
权利要求
1.一种将交流电压转换成直流电压的电源设备，包括 整流平滑单元，对所述交流电压进行整流和平滑； 第一 DC/DC转换器，通过转换被所述整流平滑单元整流和平滑的电压来输出第一直流电压；以及 第二 DC/DC转换器，通过所述第二 DC/DC转换器的开关单元的开关操作来输出低于所述第一直流电压的第二直流电压， 其中通过降低由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压来使所述开关单元变为处于连续导通状态中。
2.根据权利要求I所述的电源设备，其中当第一直流电压达到等于或小于第二直流电压的电压时，开关单元处于连续导通状态中。
3.根据权利要求I所述的电源设备，还包括反馈单元，所述反馈单元检测由所述第一DC/DC转换器输出的电压并且执行反馈， 其中通过切换所述反馈单元的基准电压来将由所述第一 DC/DC转换器输出的电压从第一直流电压降低到等于或小于第二直流电压的电压。
4.根据权利要求I所述的电源设备，其中所述第一DC/DC转换器的开关单元的操作被控制为使得由所述第一 DC/DC转换器输出的电压等于或小于第二直流电压。
5.根据权利要求I所述的电源设备，还包括启动电阻器，所述启动电阻器在所述电源设备启动时驱动开关单元， 其中通过经由切换所述启动电阻器的电阻值来切换所述反馈单元的基准电压，将由所述第一 DC/DC转换器输出的电压降低到等于或小于第二直流电压的电压。
6.根据权利要求I所述的电源设备，还包括开关元件，所述开关元件向负载提供或停止向负载提供由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压， 其中在所述开关元件被断开以便停止向负载提供第一直流电压之后，由所述第一 DC/DC转换器输出的电压被降低。
7.根据权利要求I所述的电源设备，还包括开关元件，所述开关元件向负载提供或停止向负载提供由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压， 其中在由所述第一 DC/DC转换器输出的电压从小于第一直流电压的电压回到第一直流电压之后，所述开关元件被接通。
8.一种图像形成设备，包括 图像形成单元，用于形成图像；以及 电源，将交流电压转换成直流电压，并且将转换后的交流电压提供给所述图像形成单元， 其中所述电源包括 整流平滑单元，对所述交流电压进行整流和平滑； 第一 DC/DC转换器，通过转换被所述整流平滑单元整流和平滑的电压来向所述电源输出第一直流电压；以及 第二 DC/DC转换器，通过所述第二 DC/DC转换器的开关单元的开关操作来向所述电源输出低于所述第一直流电压的第二直流电压， 其中通过降低由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压来使所述开关单元变为处于连续导通状态中。
9.根据权利要求8所述的图像形成设备，其中在所述图像形成设备的功率节约状态的情况下，当第一直流电压达到等于或小于第二直流电压的电压时，开关单元处于连续导通状态中。
10.根据权利要求8所述的图像形成设备，还包括反馈单元，所述反馈单元检测由所述第一 DC/DC转换器输出的电压并且执行反馈， 其中在所述图像形成设备的功率节约状态的情况下，通过切换所述反馈单元的基准电压来将由所述第一 DC/DC转换器输出的电压从第一直流电压降低到等于或小于第二直流电压的电压。
11.根据权利要求8所述的图像形成设备，其中在所述图像形成设备的功率节约状态的情况下，所述第一 DC/DC转换器的开关单元的操作被控制为使得由所述第一 DC/DC转换器输出的电压等于或小于第二直流电压。
12.根据权利要求8所述的图像形成设备，还包括启动电阻器，所述启动电阻器在所述电源设备启动时驱动开关单元， 其中在所述图像形成设备的功率节约状态的情况下，通过经由切换所述启动电阻器的电阻值来切换所述反馈单元的基准电压，将由所述第一 DC/DC转换器输出的电压降低到等于或小于第二直流电压的电压。
13.根据权利要求8所述的图像形成设备，还包括开关元件，所述开关元件向负载提供或停止向负载提供由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压， 其中在所述图像形成设备的功率节约状态的情况下，在所述开关元件被断开以便停止向负载提供第一直流电压之后，由所述第一 DC/DC转换器输出的电压被降低。
14.根据权利要求8所述的图像形成设备，还包括开关元件，所述开关元件向负载提供或停止向负载提供由所述第一 DC/DC转换器输出的第一直流电压， 其中在所述图像形成设备从所述图像形成设备的功率节约状态恢复到正常操作模式的情况下，在由所述第一 DC/DC转换器输出的电压从小于第一直流电压的电压回到第一直流电压之后，所述开关元件被接通。
15.根据权利要求8所述的图像形成设备，其中所述图像形成单元包括驱动单元，所述驱动单元被驱动用于在记录材料上形成图像， 其中由所述第一 DC/DC转换器输出的所述第一直流电压被提供给所述驱动单元。
16.根据权利要求8所述的图像形成设备，还包括控制单元，所述控制单元控制所述图像形成单元的操作， 其中由所述第二 DC/DC转换器输出的所述第二直流电压被提供给所述控制单元。
全文摘要
本发明公开了一种电源设备和图像形成设备。一种将交流电压转换成直流电压的电源设备包括整流平滑单元，对所述交流电压进行整流和平滑；第一DC/DC转换器，通过转换被所述整流平滑单元整流和平滑的电压来输出第一直流电压；以及第二DC/DC转换器，通过所述第二DC/DC转换器的开关单元的开关操作来输出低于所述第一直流电压的第二直流电压，其中通过降低由所述第一DC/DC转换器输出的第一直流电压来使所述开关单元变为处于连续导通状态中。
文档编号H02M3/335GK102983749SQ20121046169
公开日2013年3月20日 申请日期2009年12月15日 优先权日2008年12月15日
发明者林崎实, 鲛岛启祐 申请人:佳能株式会社