专利名称：一种dab型双向隔离dc-dc变换器驱动脉冲控制方法
技术领域：
本发明涉及双向隔离DC-DC变换器开关功率管的调制技术，特别是涉及一种DAB型双向隔离DC-DC变换器驱动脉冲控制方法。
背景技术：
DAB型DC-DC变换器因其高功率密度，简单易用，软开关特性，结构对称，器件数少等特点，广泛应用于不间断电源(UPS)，清洁能源转换系统，能量双馈系统，以及电动汽车锂电池充放电设备等。其基本拓扑如图1所示，原边全桥B1通过变压器与副边全桥B2相连，其中每个全桥由4个可控开关管和反并联二极管组成，变压器T保障了电气隔离，变比为η:1，L为变压器漏电感或外接等效漏感，在电路中起传递能量的作用。DAB型变换器的损耗主要包括传导损耗和开关损耗。其中变压器的磁损耗、开关器件的开关损耗与流经变压器、漏感及开关器件的电流峰值Ipeak呈正相关，变压器的铜损耗和开关管的导通损耗电流有效值Iniis呈正相关，而流过漏感的无功功率％越大，则因其输出电压和电流的波动越大，从而导致电容的ESR损耗增大。目前，DAB型双向隔离DC-DC变换器普遍采用传统的单移相控制方式(Conventional single-phase-shift Strategy, CSPS),各开关管的驱动脉冲在理想情况下为50%方波脉冲，且同一桥臂上下开关管驱动脉冲互补。通过控制B1桥和B2桥对应开关管(如Q1和S1, Q4和S4)驱动脉冲的移相占空比D来控制输出功率P的大小和流动方向，而同一侧桥内对角线开关管的驱动脉冲同步(如B1桥的Q1和Q4，B2桥S1和S4)。以功率流动方向为由U1向U2流动为例，各开关器件驱动波形和相关电压电流波形如图2所示，其中Up和Us均为50%的方波电压，漏感电压队和电流L呈周期性交变。然而，该控制方式下，系统轻载输出且在输出电压与系统额定输出电压相差较大时，变换器存在如下问题:1、流经变压器、漏感及开关器件的电流峰值Ipeak和电流有效值I.过大，相关器件承受的应力增大，增加器件成本。2、漏感两端所承受电压较大，电感电流最大上升率较大,外界对系统的电磁干扰增大，导致系统可靠性降低。3、电流峰值Ipeak和电流有效值Inns及系统的无功功率％过大，引起系统损耗增大，系统效率较低。目前存在的双移相控制方式通过控制两个移相角变量，在保证功率输出的前提下解决上述问题，但双移相控制方式需要控制两个移相角变量，计算量大，控制方式复杂，不易于反馈调节和工程实现。
发明内容
为解决上述背景技术中提出的问题，本发明提出了一种新型单移相控制方式(Novel single-phase-shift Modulation Strategy,NSPS),DAB 型双向隔离 DC-DC 变换器驱动脉冲控制方法。其构思是:首先，提出一种DAB型双向隔离DC-DC变换器工作于驱动脉冲控制方法，其次，推导出该控制方式下的相关公式，并进行特性分析和验证。该控制方法主要适用于系统中小功率输出时，很好的解决了背景技术中提到的问题。本发明的技术方案如下: 一种DAB型双向隔离DC-DC变换器驱动脉冲控制方法，该控制方法包括:输入侧桥BI内移相，输出侧桥B2内不移相的控制模式一和输出侧桥B2内移相,输入侧桥BI内不移相的控制模式二，所述控制模式一的控制方式为:若功率流动方向由U1向U2流动，控制B1桥的对角线开关管Q1超前于Q4管时间t导通，而B2桥的开关管S1和S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补；若功率流动方向由U2向U1流动，则控制B1桥的开关管Q1滞后于Q4管时间t导通，B2桥的开关管S1S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补；所述控制模式二的控制方式为:若功率流动方向由U1向U2方向流动，则控制B2桥的开关管S1滞后于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的Q4管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补；若功率由U2向U1方向流动，则控制副边桥B2的开关管S1超前于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的Q4管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。本发明的优点在于:应用于中小功率负载时:1、大幅度降低了流经变压器、电感及开关器件的电流峰值及有效值，减小器件应力。2、大幅度降低了系统无功功率。3、大幅度减小系统损耗。4、提闻了系统效率。
图1是本发明所基于的电路拓扑结构。图2是传统的脉冲控制方式，即CSPS工作模式。图3 Ca)是本发明提出的脉冲控制方式(即NSPS工作模式)的Model模式。图3 (b)是本发明提出的脉冲控制方式(即NSPS工作模式)的Mode2模式。图4Ca)是基于本发明提供的控制方式下的系统输出功率标幺值与CSPS工作模式的对比图。图4 (b)是基于本发明提供的控制方式下的系统输出电流标幺值与CSPS工作模式的对比图。图5 (a)是基于本发明提供的控制方式Model模式下的漏感电流峰值标么值三维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。图5 (b)是基于本发明提供的控制方式在Model模式下的漏感电流峰值标么值以输出电压标么值为参数的二维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。图5 (C)是基于本发明提供的控制方式在Mode2模式下的漏感电流峰值标么值三维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。图5 (d)是基于本发明提供的控制方式在Mode2模式下的漏感电流峰值标么值以输出电压标么值为参数的二维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。图6(a)是基于本发明提供的控制方式在Model模式下的无功功率标么值三维特性曲线与CSPS工作模式下的对比图。图6 (b)是基于本发明提供的控制方式在Model模式下的无功功率标幺值以输出电压标么值为参数的二维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。图6(C)是基于本发明提供的控制方式在Mode2模式下的无功功率标么值三维特性曲线与CSPS工作模式下的对比图。图6 (d)是基于本发明提供的控制方式在Mode2模式下的无功功率标么值以输出电压标么值为参数的二维特性曲线与CSPS工作模式的对比图。
具体实施例方式首先，介绍该控制方式的工作原理，如图3所示为驱动脉冲的工作原理。NSPS控制方式通过驱动脉冲使一侧全桥的对角线开关管产生相移，从而输出三电平的电压波形，而另一侧全桥则无需任何移相控制。因此，NSPS控制方式包含两种控制模式，即模式一(Model):B1桥内移相，B2桥内不移相；模式二(Mode2):B2桥内移相，BI桥内不移相。在Model的控制方式中，若功率流动方向由U1向U2流动，以图1中Q4管的驱动脉冲为参考，控制B1桥的对角线开关管Q1超前于Q4管时间t导通，而B2桥的开关管S1和S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补。同理，若功率流动方向由U2向U1流动，则控制B1桥的开关管Q1滞后于Q4管时间t导通即可，B2桥的开关管S1S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补。Model控制方式下，以功率由U1向U2方向流动为例，各开关管驱动波形、相应的电压电流波形及各阶段导通器件如图3 (a)所示，Up为三电平电压，定义Up高电平占空比为D，O彡D彡1，则高电平持续的时间为D* π，t=T-D*T，T为半个系统工作周期且T=l/2f，f为系统工作频率。而Us为正负对称的电压方波，Us=nUN, Up高电平上升沿与Us高电平上升沿同步。电感两端电压Ul和电流L正负对称且存在周期性。Mode2的控制方式与Model方式类似，B2桥内对角线开关管产生相移，而BI桥内对角线开关管无相移。Mode2的控制方式下，若功率由U1向U2方向流动，则控制B2桥的开关管S1滞后于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的Q4管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。同理，若功率由U2向U1方向流动，则控制副边桥B2的开关管S1超前于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的Q4管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。
Mode2的控制方式下，以功率流动方向由U1向U2流动为例，各开关管驱动波形、相应的电压电流波形及各阶段导通器件如图3 (b)所示，Us为三电平电压，Us=nUN，且Us高电平占空比为D，0彡D彡1，高电平持续时间为D* Ji，t=T-D*T，,Up为正负对称的电压方波。电感两端电压队和电流L正负对称且存在周期性。由以上可知，Model和mode2均可实现buck-boost控制和功率双向流动。为方便起见，本发明均以功率由U1向U2方向流动为例对Model和Mode2两种控制方式分析。
Model和Mode2两种控制方式下，整个DAB转换器的输出功率P和输出电流10和输出电压U2为:
权利要求
1.一种DAB型双向隔离DC-DC变换器驱动脉冲控制方法，其特征在于，该控制方法包括:输入侧桥BI内移相，输出侧桥B2内不移相的控制模式一和输出侧桥B2内移相，输入侧桥BI内不移相的控制模式二， 所述控制模式一的控制方式为:若功率流动方向由U1向U2流动，控制B1桥的对角线开关管Q1超前于Q4管时间t导通，而B2桥的开关管S1和S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补；若功率流动方向由U2向U1流动，则控制B1桥的开关管Q1滞后于Q4管时间t导通，B2桥的开关管S1S4的驱动脉冲均与B1的Q4管同步，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲与同一桥臂开关管的驱动脉冲互补； 所述控制模式二的控制方式为:若功率流动方向由U1向U2方向流动，则控制B2桥的开关管S1滞后于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的Q4管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补；若功率由队向仏方向流动，则控制副边桥B2的开关管S1超前于S4管时间t导通，而B1桥的开关管Q1Q4的驱动脉冲均与B1的04管保持同步，同时，开关管Q2Q3S2S3的驱动脉冲均与同一桥臂下开关管的驱动脉冲互补。 ·
全文摘要
本发明涉及一种DAB型双向隔离DC-DC变换器驱动脉冲控制方法，首先基于驱动脉冲工作原理对双向隔离DC-DC变换器脉冲进行驱动脉冲控制，其次，推导出该控制方式下的相关公式，并进行特性分析和验证。本发明这种控制方法只需控制单一变量，简单实用，适用于系统轻载时，算法简单，实现方便，易于反馈调节，降低器件应力，有效提高轻载时系统效率。
文档编号H02M3/28GK103199707SQ201310087470
公开日2013年7月10日 申请日期2013年3月19日 优先权日2013年3月19日
发明者李景新, 姜久春, 王冬至, 时小龙 申请人:北京交通大学