用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法

用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法
【专利摘要】一种用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法。在一个实施例中，该控制器包括：发光二极管串控制器，被配置为接收调光信号并且响应于调光信号控制发光二极管串中的电流电平。该控制器也包括：功率变换器控制器，被配置为接收调光信号并且控制功率变换器的输出电流，该输出电流是发光二极管串中的电流电平的倍数。
【专利说明】用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法【技术领域】
[0001]本发明总体上涉及功率电子设备并且更具体地涉及一种用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法。
【背景技术】
[0002]开关式功率变换器(也称为“功率变换器”或者“调节器”)是将输入电压波形变换成特定的输出电压波形的电源或者功率处理电路。功率因数校正(“PFC”)/谐振电感器-电感器-电容器(“LLC”)功率变换器包括功率链，该功率链具有跟随有LLC级的PFC级。功率变换器耦合到电源(交流(“ac”)电源)并且提供直流(“dc”)输出电压。PFC级(从ac电源)接收整流变换的ac输入电压并且提供dc总线电压。LLC级采用总线电压以向负载提供dc输出电压。可以采用包括PFC级和LLC级的功率变换器以构造用于从ac电源向笔记本电脑等提供dc输出电压的“ac适配器”。
[0003]与功率变换器相关联的控制器通过控制功率变换器中采用的功率开关的导通时间段来管理功率变换器的操作。通常，控制器以反馈回路配置(也称为“控制回路”或者“闭合控制回路”)的方式耦合于功率变换器的输入与输出之间。经常采用两个控制过程以控制由跟随有LLC级的PFC级形成的功率变换器的输出电压。一个过程控制PFC级的总线电压以控制输出电压，并且另一过程控制LLC级的开关频率以控制输出电压。如将变得更清楚的那样，采用两个独立过程以控制具有PFC级和LLC级的功率变换器的输出电压可能导致若干设计问题，这些设计问题损害功率变换器的操作和效率。
[0004]关于功率变换器的另一感兴趣的领域通常是在轻负载条件下功率变换器的检测和操作。在这样的条件下，功率变换器进入突发操作模式可能是有利的。关于突发操作模式，功率变换器的功率损耗依赖于用于功率开关的栅极驱动信号和通常不随着负载明显变化的其它持续功率损耗。普遍通过使用突发操作模式在很低功率级解决这些功率损耗，在该模式中，控制器被停用一个时间段(例如一秒)、继而为短暂高功率操作时段(例如10毫秒(“ms”))以提供具有低耗散的低平均输出功率。如这里描述的控制器可以采用突发操作模式的时间间隔以估计功率变换器的输出(或者负载)功率。
[0005]可以在许多应用中有利地采用比如具有PFC级和LLC级的功率变换器的功率变换器。在一个应用中，可以采用具有PFC级和LLC级的功率变换器以向多个发光二极管(“LED”)串供电。通常将发光二极管串形成为单个发光二极管的串联电路布置。当照明的发光二极管导通通常为安培分数的前向电流时，它具有约四至五伏特的前向电压降并且产生照明。每个发光二极管的前向电压降随着发光二极管前向电流、发光二极管温度、发光二极管寿命和制造变化而变化。因此，因为通常期望通过在每个发光二极管串中提供基本上相等的电流来产生适度均匀的区域照明，所以不容易并联耦合多个发光二极管串用于广域发光二极管照明。在一个长串中串联耦合所有发光二极管以在每个发光二极管串中提供基本上相等电流通常不切实际，因为长发光二极管串需要向它的末端端子施加高dc电压。
[0006]因而，在本领域中需要一种向用于功率变换器的控制过程并入混合方式以避免现有技术中的缺点的控制器，该功率变换器在它的功率链中采用不同功率级。此外，在本领域中需要一种可以在轻负载检测和管理功率变换器(包括进入突发操作模式的功率变换器的操作)以避免现有技术中的缺点的控制器。此外，在本领域中需要一种可以在包括向多个发光二极管串提供功率的不同应用中控制比如具有PFC级和LLC级的功率变换器的功率变换器的输出的控制器。

【发明内容】

[0007]通常由本发明的有利实施例实现技术优点，这些实施例包括一种用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法。在一个实施例中，该控制器包括:发光二极管串控制器，被配置为接收调光信号并且响应于调光信号控制发光二极管串中的电流电平。该控制器还包括:功率变换器控制器，被配置为接收调光信号并且控制功率变换器的输出电流，该输出电流是发光二极管串中的电流电平的倍数。
[0008]在另一方面中，一种用于功率变换器的突发模式控制器包括:突发模式启动电路，被配置为在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第一突发阈值电平时启动突发操作模式。该突发模式控制器也包括:电压提升电路，被配置为如果时间窗在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第二突发阈值电平之前到期则提供用于升高输出电压的电压提升信号。
[0009]前面的内容已较宽泛地概述了本发明的特征和技术优势，这是为了可以更好地理解随后对本发明的详细描述。下文中将描述本发明的、形成本发明权利要求主题的附加特征和优势。本领域技术人员应该理解，所公开的概念和【具体实施方式】可以容易地被利用为用于修改或设计用于执行本发明的相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该意识到，这类等同构造并不偏离如在所附权利要求中阐述的本发明的精神实质和范围
【专利附图】

【附图说明】
[0010]为了更为完整地理解本发明，现在结合所附附图参考下面的描述，在附图中:
[0011]图1图示根据本发明的原理构造的包括控制器的功率变换器的一个实施例的框图；
[0012]图2图示根据本发明的原理构造的功率变换器部分的示意图，该功率变换器部分包括采用升压拓扑的示例功率链；
[0013]图3图示根据本发明的原理构造的功率变换器的一个实施例的电路图，该功率变换器形成有耦合到LLC级的PFC级；
[0014]图4-6图示根据本发明的原理的功率变换器的示例操作特征的图形表示；
[0015]图7和8图示根据本发明的原理构造的功率变换器的实施例的图，该功率变换器形成有耦合到LLC级的PFC级；
[0016]图9图示根据本发明的原理的突发模式控制器的一个实施例的示意图，该突发模式控制器被配置为管理用于功率变换器的突发操作模式；
[0017]图10图示根据本发明的原理的在功率变换器内产生的示例波形的图形表示；
[0018]图11图示根据本发明的原理构造的电阻分压器的一个实施例的图，该电阻分压器耦合到功率变换器的输出电压；
[0019]图12图示根据本发明的原理构造的可在突发模式控制器中采用的电压提升电路的部分的一个实施例的图，该电压提升电路用于产生指示功率变换器的输出电压斜率的斜
率信号；
[0020]图13图示根据本发明的原理构造的功率变换器的另一实施例的电路图，该功率变换器形成有耦合到LLC级的PFC级；
[0021]图14图示根据本发明的原理构造的功率变换器的部分的另一实施例的电路图；以及
[0022]图15图示根据本发明的原理构造的耦合到功率变换器的发光二极管控制器的一个实施例的电路图。
[0023]除非另有指示，在不同的附图中对应的标号和符号一般指代对应部件，并且为了简洁起见在第一个实例之后可以不再次描述对应的标号和符号。附图被绘制成图示示例性实施方式的相关方面。
【具体实施方式】
[0024]下面详细论述一些示例性实施方式的制造和使用。然而应该理解，本发明提供许多可以体现在许多具体上下文中的可应用的发明构思。所论述的【具体实施方式】仅是说明制造和使用本发明的特定方式，并且并非是对本发明范围的限制。
[0025]将参照在具体上下文中的一些示例性实施方式描述本发明，即用于功率变换器的控制器。尽管将在用于功率因数校正(“PFC”)/谐振电感器/电感器-电容器(“LLC”)功率变换器的控制器的环境中描述本发明的原理，但是受益于该控制器的任何应用(诸如功率放大器或电机控制器 )都在本发明的广泛的范围内。
[0026]首先参照图1，图示根据本发明的原理构造的包括控制器110的功率变换器的一个实施例的框图。功率变换器耦合到由提供输入电压Vin的ac电源代表的ac电网。功率变换器包括由控制器110控制的功率链105。控制器110主要测量功率变换器的操作特性、比如它的输出电压Vout并且响应于测量的操作特性控制功率变换器中的功率开关的占空比D以调节该特性。功率链105可以包括用于向负载提供调节的输出电压Vout或者其它输出特性的多个功率级。功率变换器的功率链105包括耦合到磁设备以提供功率变换功能的多个功率开关。
[0027]现在转向图2，图示根据本发明的原理构造的功率变换器部分的示意图，该功率变换器部分包括采用升压拓扑(例如PFC升压级)的示例性功率链(例如PFC级201)。功率变换器的PFC级201在其输入从电源、比如ac电网接收输入电压Vin (例如未调节的ac输入电压)并且提供调节的DC总线电压(也称为总线电压)Vbus。在遵循升压拓扑的原理时，总线电压Vbus—般高于输入电压Vin，从而其开关操作可以调节总线电压Vbus。主要功率开关S1 (例如η沟道金属氧化物半导体(“NM0S”)“有源”开关)由栅极驱动信号⑶使能导通持续主要间隔并且经过桥接整流器203将输入电压Vin耦合到升压电感器LbOTSt。在开关周期的主要间隔D期间，电感器电流iin增加并且经过升压电感器L^st流向本地电路接地。升压电感器Lbtrast —般形成有单层绕组以减少邻近效应以增加功率变换器的效率。
[0028]用于PFC级201的占空比在稳态中根据下式分别依赖于输入电压与总线电压Vin、Vbus之比:[0030]在互补间隔1-D期间，主要功率开转变成非导通状态，并且辅助功率开关(例如二极管Dl)导通。在备选电路布置中，辅助功率开关可以包括由互补栅极驱动信号控制导通的第二有源开关。辅助功率开关Dl提供用于维持流过升压电感器Lbtrast的电感器电流iin的连续性的路径。在互补间隔1-D期间，流过升压电感器Lbwst的电感器电流iin减小并且可以变成零并且保持零持续一个时间段从而产生“不连续导通模式”的操作。
[0031]在互补间隔1-D期间，流过升压电感器Lbtrast的电感器电流iin经过二极管Dl (即辅助功率开关)流入滤波电容器C。通常，可以调整主要功率开关SI的占空比(和辅助功率开关Dl的互补占空比)以维持PFC级201的总线电压Vbus的调节。本领域技术人员理解，可以通过使用“滞流器”电路元件(未示出)或者通过控制电路定时将主要和辅助功率开关Sp D1分离小时间间隔以避免在它们之间的交叉导通电流并且有益地减少与功率变换器相关联的开关损耗。在本领域中很好地理解并且这里为了简洁而将不进一步描述用于避免在主要与辅助功率开关SpD1之间的交叉导通电流的电路和控制技术。升压电感器Lbwst一般形成有单层绕组以减少与邻近效应相关联的功率损耗。
[0032]现在转向图3，图示根据本发明的原理构造的功率变换器的一个实施例的电路图，该功率变换器形成有耦合到LLC级320 (例如半桥LLC隔离的谐振降压级)的PFC级(比如图1的PFC级201)。可以采用PFC级201和LLC级320以构造用于从ac电网源(由输入电压Vin代表)向笔记本计算机提供dc输出电压Vout (例如19.5伏特)的“ac适配器”。
[0033]如上文提到的那样，经常采用两个控制过程以控制由跟随有LLC级320的PFC级201形成的功率变换器的输出电压`Vout。一个过程控制PFC级201的总线电压Vbus以控制输出电压Vout，并且另一过程控制LLC级320的开关频率(也称为开关频率fs)以控制输出电压Vout。响应于耦合到LLC级320的输出的负载在更慢响应反馈回路中控制PFC级201产生的总线电压Vbus。在为了增大LLC级320的功率变换效率而选择的固定开关fs操作LLC级320。在理想变压器状态中连续操作LLC级320而控制PFC级201产生的总线电压Vbus以补偿LLC级320中的IR(电流乘以电阻)降。通常，PFC级201产生的总线电压Vbus的变化为数十伏特级。
[0034]使用开关频率以控制LLC级320，PFC级201产生恒定dc总线电压Vbus，但是用如下开关频率操作LLC级320，响应于耦合到功率变换器的输出的负载的变化用快速响应控制回路(即具有高交换频率的控制回路)控制该开关频率。变更LLC级320的开关频率一般使LLC级320在非高效开关频率操作。
[0035]提供一种混合控制方式，在该混合控制方式中，用更慢响应控制回路(即具有低交换频率的控制回路)控制PFC级201产生的总线电压Vbus以操纵平均负载功率。用快速响应反馈回路控制LLC级320的开关频率以操纵负载瞬态和ac电网输出事件。控制PFC级201以控制输出电压Vout造成若干设计问题。首先，总线电压Vbus—般由于低PFC控制回路交换频率而表现不良瞬态响应。第二，在总线电压Vbus上有大量纹波电压(例如100-120赫兹纹波电压)，该总线电压Vbus供给在其输出上出现的LLC级320。
[0036]如这里介绍的那样，用快速响应控制回路控制LLC级320的开关频率以衰减通常在LLC级320的输出上出现的PFC级201产生的纹波电压的影响。此外，LLC级320的变压器/级增益在I/(2 31.sqrt ((Lm+Lk).Cj)与I/(2 π.sqrt (Lk.Cr))之间的频率区域中与快速响应控制回路一起采用以适应大负载阶跃改变和ac电网输入电压Vin遗漏事件。响应于负载的慢速改变来控制PFC级201的总线电压Vbus以使LLC级320能够在它的谐振频率或者附近理想地操作，它的功率变换效率在该点一般最佳。通过多数时间在LLC级320的谐振频率或者附近操作LLC级320、但是允许开关频率响应于瞬态而改变，可以获得改进的负载阶跃响应、减少的输出电压Vout纹波和更高功率变换效率。
[0037]变压器Tl的初级电感是漏电感Lk加上磁化电感Lni，两个电感以变压器Tl的初级绕组为参考。谐振电容器是C；。可以将谐振电容器(；拆分成在串联电路中耦合的两个电容器，串联电路的一端耦合到接地并且另一端耦合到总线电压Vbus。可以采用串联电路布置以减少在启动时的浪涌电流。用于fs的理想开关频率是f。= 1/(2 π -Sqrt(Lk-Cr)),这通常是高效率操作点(例如50千赫兹(“kHz”))。抵消电容开关开始的低开关频率是ffflin= 1/(2^ ^sqrtap* C；))。一般希望在比最小开关频率fmin更大的开关频率操作并且甚至避免与最小开关频率接近的开关频率。
[0038]控制器325具有用于总线电压Vbus的输入和用于来自包括光稱合器350的反馈电路的、功率变换器的输出电压Vout的输入。压控振荡器(“VC0”) 335如下文参照图7和8图示和描述的那样控制LLC级320的开关频率fs。因此，在电压和频率域中联合地控制PFC级201和LLC级320。如下文进一步描述的那样，时常测试控制器325的操作，从而可以在轻负载进入突发模式。
[0039]如图3中所示，输入电压Vin耦合到电磁干扰(“EMI”)滤波器310，该滤波器的输出耦合到桥接整流器230以产生整流的电压Vrect。PFC级201产生耦合到LLC级320的输入的总线电压Vbus以产生由功率变换器的输出滤波电容器Cout滤波的输出电压Vout。在一个备选实施例中，LLC级320可以形成有全桥拓扑。用耦合到电阻分压器的误差放大器340感测输出电压Vout,该电阻分压器形成有第一和第二电阻器Rsensel、Rsense2。来自误差放大器340的输出信号耦合到产生输出电压误差信号(也称为“误差信号”)δν的光耦合器350。输出电压误差信号δ V和总线电压Vbus耦合到控制器325的PFC控制器330和/或LLC控制器333 (下文关于图7更具体描述)。控制器325联合地控制PFC级201产生的总线电压Vbus和LLC级320的开关频率fs以调节输出电压Vout而在LLC级320的高效率操作点维持开关频率fs (多数时间)。
[0040]在操作中，耦合到输出电压Vout的负载的零到完全负载阶跃改变可以例如由于控制器325的固有低交换频率而使总线电压Vbus从370伏特降至290伏特。通过用快速响应控制回路使LLC级320的开关频率fs从50kHz降至25kHz，LLC级320的可以是1.3至I或者更高的增加的电压增益可以用来基本上补偿总线电压Vbus的下降。随着总线电压Vbus恢复成约390伏特以补偿LLC级320中的IR降，其开关频率fs返回到50kHz。
[0041]相同原理可以在ac电网电压(输入电压Vin)遗漏时应用于保持事件。可以采用PFC级201的滤波电容器C中存储的残留能量以维持输出电压Vout的调节而总线电压Vbus从390伏特降至280伏特。同样，响应于快速响应控制回路来使用LLC级320的依赖于频率的电压增益以调节功率变换器的输出电压Vout。由此可以采用LLC级320的响应以减少PFC级201的滤波电容器C的大小或者增加针对ac输入电压(输入电压Vin)降的功率变换器的骑过(ride-through)时间。如下文进一步描述的那样采用非线性反馈用于控制回路补偿。
[0042]如下文更具体描述的那样，控制器325推导突发模式控制信号。在突发模式控制信号为高时，控制器325被使能操作。反言之，在突发模式控制信号为高时，控制器325被使能操作。反言之，在突发模式控制信号为低时，控制器325被去使能。突发模式控制信号可以用来使能用于功率变换器的突发操作模式。PFC控制器330在开关周期的主要和互补占空比D、l-D期间为PFC级201的主要功率开关S1提供栅极驱动信号，并且LLC控制器333在开关周期的主要和互补间隔D、1-D期间为LLC级320的主要和辅助功率开关M1' M2提供栅极驱动信号。PFC控制器330也采用来自电压整流器203的电压Vrect以控制低频电流波形。表示为GDM2的栅极驱动信号代表用于将在图12中所示电路中采用的LLC级320的在互补间隔1-D期间去往辅助功率开关M2的栅极驱动信号。
[0043]现在转向图4-6，图示根据本发明的原理的功率变换器的示例操作特性的图形表示。图4图示功率变换器的LLC级的电压转移特性。LLC级(和功率变换器)在来自PFC级的特定总线电压Vbus (比如400伏特)的输出电压以非线性方式依赖于LLC级的开关频率fs0随着减少总线电压Vbus，如果未变更开关频率fs则近似成比例地减少输出电压Vout。结果是可以随着总线电压Vbus变化而变化开关频率fs以控制输出电压Vout。然而改变开关频率fs对输出电压Vout的影响为非线性。谐振频率fMS代表LLC级的谐振频率。
[0044]现在转向图5,图示校正因数G的图形表示,该校正因数是图3中所示依赖于频率的曲线的逆函数。如图4中所示依赖于频率的函数乘以校正因数G产生用于LLC级的电压转移特性的依赖于皮率的特性的直线。在图6中图示乘以校正因数G的结果、比如用于等于400伏特的总线电压Vbus的直线610。在一个实施例中，校正因数G由图5中所示虚线校正因数(比如五段虚线校正因数)G’近似。
[0045]现在转向图7，图示根据本发明的原理构造的功率变换器的一个实施例的图，该功率变换器形成有耦合到LLC级(比如图3的LLC级320)的PFC级(比如图2的PFC级201)。功率变换器接收输入电压并且提供由PFC级201和LLC级320变换成输出电压Vout的整流的电压Vrect (经由桥接整流器)。用形成有第一和第二电阻器RsenSel、RSenSe2的电阻分压器感测输出电压Vout，并且感测的输出电压耦合到误差放大器340的运算放大器345的反相输入。误差放大器340在它的反馈路径中包括用于产生输出电压误差信号(也称为“误差信号”)S V的电阻器电容器网络360。
[0046]通过在反馈回路中采用非线性函数子系统335以控制LLC级320的开关频率fs以补偿其依赖于频率的响应来实现更大反馈回路稳定性。根据非线性函数子系统335，以虚线校正因数(例如五段虚线校正因数G) ’的形式近似校正因数G，该虚线校正因数应用于输出误差电压信号δ V以产生校正的误差信号δ V_cor0应当理解，光耦合器(比如图3中所示350)可以与误差放大器340配合以产生输出电压误差信号δν。在一个实施例中，在非线性函数子系统335中采用五段虚线校正因数G’以减少LLC级320产生的非线性反馈影响。五段虚线校正因数G’可以更一般称为虚线校正因数。校正的误差信号SV_COr耦合到压控振荡器(“VC0”)336的输入，该VCO控制LLC级320的开关频率fs。非线性函数子系统335和压控振荡器336形成LLC控制器333的至少部分(也见图3)。
[0047]开关频率fs也耦合到PFC控制器330，该PFC控制器为PFC级201的主要功率开关SI产生栅极驱动信号⑶(见图3)。PFC控制器330感测PFC级201的总线电压Vbus。PFC控制器330在更慢响应控制回路中控制总线电压Vbus以在理想开关频率f。= I/(2.sqrt (Lk.Cr))附近维持开关频率fs的平均值以维持LLC级320的高功率变换效率。
[0048]在又一方面中，PFC控制器330时常短暂提升总线电压Vbus (例如提升6或者7伏特持续20毫秒)以生成误差信号δ V中的或者对应地生成校正的误差信号SV_COr中的误差以检测轻负载模式，从而可以进入突发操作模式。在轻负载的突发操作模式如下文更具体描述的那样根据突发模式控制器370产生功率变换效率的显著提高。PFC控制器330可以通过短暂提升其中的参考电压来提升总线电压Vbus，该参考电压与误差放大器结合采用以调节总线电压Vbus。如下文参照图8描述的那样，短暂提升耦合到误差放大器332的输入的总线电压参考Vbus_ref以实现检测轻负载操作。在误差信号δ V或者校正的误差信号SV_COr穿越阈值电平时进入突发模式。[0049]在轻负载的操作中，由于减少LLC级320中的损耗而将总线电压Vbus减少至低值。在提升总线电压Vbus持续短暂时间段时，引起的误差信号δν的改变(例如减少)用来确定是否进入突发模式。更高总线电压Vbus减少LLC级320的开关频率。升高的总线电压Vbus和轻负载使误差信号δν充分下降，检测到该下降以进入突发模式。如误差信号S V的提升所示，在输出电压Vout漂移降至阈值电平时退出突发模式。在突发操作模式中，PFC级201和LLC级320的开关动作均被关停(例如终止用于控制相应功率开关的栅极驱动信号的占空比D的交替特性)
[0050]现在转向图8，图示根据本发明的原理构造的功率变换器的一个实施例的图，该功率变换器形成有耦合到LLC级(比如图3的LLC级320)的PFC级(比如图2的PFC级201)和控制器(包括图7的控制器325的部分)。PFC控制器330包括误差放大器(“Ε/Α”)331,该E/Α的一个输入(优选为反相输入)稱合到压控振荡器(“VC0”)336产生的开关频率fs。误差放大器331的另一输入(优选为非反相输入)耦合到频率参考fs_ref，该频率参考是用于LLC级320的所需开关频率。在一个实施例中，所需开关频率(类似于理想开关频率)是f。= I/ (2 Ji.sqrt (Lk.(；))?误差放大器331产生总线电压参考Vbus_ref,该总线电压参考在更慢响应控制回路中由误差放大器(“E/A”) 332采用以调节PFC级201产生的总线电压Vbus。总线电压参考Vbus_ref代表用于总线电压Vbus的为功率变换器提供高功率变换效率的所需电压电平。以这一方式，控制器325调节PFC级201产生的总线电压Vbus以产生用于LLC级320的产生其高功率变换效率的平均开关频率fs。保持误差放大器340以用快速响应控制回路调节功率变换器的输出电压Vout以使功率变换器能够用减少的纹波电压电平严密调节输出电压Vout，该纹波电压原本由PFC级201的总线电压Vbus上的纹波电压产生。
[0051]因此，这里已经介绍用于功率变换器的控制器。在一个实施例中，控制器包括LLC控制器，该LLC控制器被配置为从误差放大器接收误差信号以控制功率变换器的LLC级(例如LLC谐振降压级)的开关频率以调节其输出电压。控制器也包括PFC控制器，该PFC控制器被配置为控制功率变换器的PFC级(例如PFC升压级)产生的并且向LLC级提供的总线电压，使得将其平均开关频率基本上维持在期望开关频率(例如基本上等于LLC级的谐振频率)。与LLC级相关联的控制回路可以具有比与PFC级相关联的控制回路更快的响应。LLC控制器可以包括被配置为将误差因子(例如由虚线校正因数近似)应用于误差信号以产生校正的误差信号的非线性函数子系统。LLC控制器可以包括被配置为接收校正的误差信号以控制LLC级的开关频率的压控振荡器。
[0052]PFC控制器被配置为提升总线电压以生成误差信号中的误差以检测功率变换器的轻负载操作。误差放大器耦合到电阻分压器，该电阻分压器被配置为感测输出电压并且向误差放大器的运算放大器提供感测的输出电压以产生误差信号。PFC级可以包括被配置为根据LLC级的开关频率和所需开关频率控制总线电压的至少一个误差放大器。控制器也可以包括被配置为使功率变换器在轻负载和/或在误差信号穿越突发阈值电平时使功率变换器进入突发操作模式的突发模式控制器。控制器也可以耦合到被配置为感测输出电压的电阻分压器以及耦合到电阻分压器的第一和第二感测开关，该第一和第二感测开关被配置为在功率变换器进入突发操作模式时减少功率耗散。
[0053]现在转向图9，图示根据本发明的原理的突发模式控制器(比如图8和8的突发模式控制器370)的一个实施例的示意图，该突发模式控制器被配置为管理用于功率变换器的突发操作模式。可以使用控制器325的操作被去使能(例如控制器未输出PFC级或者LLC级栅极驱动信号)的时间(或者时间间隔或者窗)的长度作为用于确定输出功率的合理准确指示符。时间间隔可以用来确定突发模式退出以预备可以跟随的可能瞬态负载阶跃。使用跨越斜坡电压定时电容器Cramp产生的电压来测量控制器325的关断时间。
[0054]突发模式控制器370耦合到误差放大器340产生的误差信号δ V以设置突发模式控制信号Fon和电压提升信号Fves。误差信号δ V与功率变换器的输出电压Vout有关并且提供输出电压Vout的指示符。在设置突发模式控制信号为高时，功率变换器的PFC级201和LLC级320的开关动作被使能。反言之，在突发模式控制信号Fon为低时，功率变换器的PFC级201和LLC级320的开关动作被去使能。采用电压提升信号Fves以短暂提升功率变换器的调节的输出电压Vout，从而可以检测低负载功率以实现进入突发操作模式。
[0055]突发模式控制器370形成有第一比较器920和第二比较器930，该第一比较器具有耦合到误差信号δ V的非反相输入和耦合到高突发阈值电平Vburst_high(第二突发阈值电平)的反相输入，该第二比较器具有耦合到误差信号S V的反相输入和耦合到低突发阈值电平VburstJow(第一突发阈值电平)的非反相输入。比较器920、930的输出耦合到第一和第二设置-重置触发器940、970的“设置”和“重置”输入中的输入。第一设置-重置触发器940的“Q”输出设置突发模式控制信号Fon。比较器920、930和第一设置-重置触发器940形成突发模式控制器370的突发模式启动电路的至少部分。
[0056]电流源950产生用于对斜坡电压定时电容器Cramp充电的电流,该斜坡电压定时电容器的电容器电压Vcap I禹合到第三比较器960的非反相输入。第三比较器960的反相输入耦合到电容器电压阈值V_cap_thresh。第一设置-重置触发器940产生的突发模式控制信号Fon也耦合到斜坡开关(例如η沟道MOSFET) Qramp的栅极。在突发模式控制信号Fon为高时,斜坡开关Qramp对斜坡电压定时电容器Cramp放电。第三比较器960的输出信号990耦合到第二设置-重置触发器970的设置输入。第二设置-重置触发器970的设置输入也经过AND门995耦合到定时器980。定时器980定期设置电压提升信号Fves为高、例如每40毫秒。在电压提升信号Fves为高时，用于误差放大器340的运算放大器345的参考电压Vref (见图3、7和8)被升高小数量(例如如下数量，该数量足以将输出电压Vout升高两伏特)，从而第二比较器930可以检测用于输出电压Vout的高电压电平。电流源950、第三比较器960、第二设置-重置触发器970、斜坡电压定时电容器Cramp和斜坡开关Qramp形成突发模式控制器370的电压提升电路的至少部分。如下文将更具体描述的那样，电流源950、斜坡电压定时电容器Cramp和第三比较器960检测用于突发操作模式的时间窗是否到期。
[0057]突发模式控制器370用以下逻辑操作。如果误差信号δ V大于高突发阈值电平Vburst_high，则设置突发模式控制信号Fon为高。误差信号δ V然后在输出电压Vout减少时升至高电平。如果误差信号^^少于低突发阈值电平抑证^—“^则设置突发模式控制信号Fon为低以进入突发操作模式。反言之，误差信号δ V在输出电压Vout增加至高电平时减少至低电平，这设置第二比较器930的输出为高。因此，误差信号δ V提供用于一般在功率变换器的初级与次级侧之间形成的隔离屏障(见图3的变压器Tl)的初级侧上的输出电压Vout的指示符，并且误差信号δ V相应地控制突发模式控制信号Fon。如果误差信号δ V少于低突发阈值电平Vburst_low,则也设置电压提升信号Fves为低。
[0058]如果跨越斜坡电压定时电容器Cramp的电容器电压Vcap大于电容器电压阈值V_cap_thresh,则设置电压电平信号Fves为高。取跨越斜坡电压定时电容器Cramp的高电压为耦合到功率变换器的输出的低功率负载的指示、由此实现进入突发操作模式。也响应于来自定时器980的信号设置电压提升信号Fves为高，这提供用于测试耦合到功率变换器的输出的负载的机制。
[0059]现在转向图10，图示根据本发明的原理的在功率变换器内产生的示例波形的图形表示。继续参照前图，如用于功率变换器的功率链的开关的栅极驱动信号的占空比D的定期开关所示，起初假设功率变换器向耦合到它的输出的负载提供大功率。功率变换器的开关的定期开关由突发模式控制信号Fon使能。误差信号δν采用在高突发阈值电平VburSt_high与低突发阈值电平Vburst_low之间的值,该值指示输出电压Vout在可接受电压调节范围内。电容器电压Vcap保持于零伏特，因为突发模式控制信号Fon为高，这接通斜坡开关Qramp从而使斜坡电压定 时电容器Cramp短路。
[0060]在时间T0，定时器980设置第二设置-重置触发器970的输出为高，这设置电压提升信号Fves为高并且升高用于误差放大器340的运算放大器345的参考电压Vref (见图
7、8和11)。电压提升信号Fves针对耦合到功率变换器的输出的低负载启动测试。响应于此，升高功率变换器的输出电压Vout，这最终在时间Tl将误差信号δ V减少至低突发阈值电平Vburstjow。这使突发模式控制信号Fon重置为低(以进入突发操作模式)并且电压提升信号Fves也设置为低。如不存在占空比D所示，停止功率变换器的开关动作。电容器电压Vcap上斜，并且如果功率变换器上的负载充分低，则它在时间T2穿越电容器电压阈值V_cap_threSh，这使电压提升信号Fves和突发模式控制信号Fon设置为高。因此，用于突发操作模式的时间窗在时间Tl与时间T2之间。因此，在时间窗在误差信号δν穿越高突发阈值电平VburstJiigh之前到期时设置电压提升信号Fves为高以升高功率变换器的输出电压Vout。备选地，定时器980可以使电压提升信号Fves设置为高并且对应地使参考电压Vref提升。因此，使用误差信号δ V来间接感测功率变换器的输出电压Vout，并且采用输出电压Vout的按照用于控制突发操作模式的时间间隔测量的斜率来估计功率变换器的输出功率。
[0061 ] 输出电压Vout的斜率的指示符由图9中所示第三比较器960感测的时间间隔(时间窗)确定。如果电容器电压Vcap在时间Tl与时间T2之间未穿越电容器电压阈值V_cap_thresh (例如在突发模式控制信号Fon为低从而指示输出电压Vout在可接受电压调节范围内时)，则输出电压Vout的斜率充分小以通知进入突发操作模式。因而，估计功率变换器上的负载少于预定低阈值水平。例如，如果功率变换器额定为供给60瓦特负载，则预定低阈值水平可以是五瓦特，并且突发模式控制器370通过上文描述的操作确定输出功率少于五瓦特。换而言之，突发模式控制器370与输出电压Vout的斜率结合估计输出功率。
[0062]反言之，如果电容器电压Vcap在时间T2之前未穿越电容器电压阈值V_cap_thresh(例如在突发模式控制信号Fon为低从而指示输出电压Vout在可接受电压调节范围以下时)，则输出电压Vout的斜率充分高以通知退出突发操作模式(即使能功率变换器的开关动作)。因而，估计功率变换器上的负载大于预定低阈值水平。例如，如果功率变换器额定为供给60瓦特负载，则预定低阈值水平可以是五瓦特，并且突发模式控制器370通过上文描述的操作确定输出功率大于五瓦特。换而言之，突发模式控制器370与输出电压Vout的斜率结合估计输出功率。
[0063]结果是充分高输出电压Vout设置突发模式控制信号Fon为低并且低输出电压Vout设置突发模式控制信号Fon为高。定时器980定期设置电压提升信号Fves为高，并且跨越斜坡电压定时电容器Cramp产生的充分高电容器电压Vcap也设置电压提升信号Fves为高。因此，采用用于功率变换器的突发操作模式的时间间隔以确定输出电压Vout的斜率以进行功率变换器的输出功率的估计。检测耦合到功率变换器的输出的低功率负载以使功率变换器能够进入突发操作模式。电容器电压Vcap穿越电容器电压阈值V_cap_threSh用作功率变换器的输出电压Vout的低斜率的指示符并且对应地用作低功率负载的指示符
[0064]现在转向图11，图示根据本发明的原理构造的形成有第一和第二电阻器Rsensel、Rsense2的电阻分压器的一个实施例的图，该电阻分压器耦合到功率变换器(例如见图3、7和8的功率变换器)的输出电压Vout。电阻分压器现在经过第一感测开关(例如η沟道MOSFET) QSenSe2耦合到运算放大器345的非反相输入并且经过第二感测开关(例如η沟道MOSFET) Qsensel耦合到接地。突发模式控制信号Fon在功率变换器如突发模式控制信号Fon为低所示在突发操作模式中时关断第一和第二感测开关QsenSel、QSenSe2以减少功率耗散。
[0065]用来调节功率变换器输出电压Vout的参考电压Vref经过电阻器Rl耦合到电压源Vl并且经过另一电阻器R2耦合到电压提升信号Fves。以这一方式，在设置电压提升信号Fves为高时，电压提升信号Fves提升参考电压Vref。
[0066]现在转向图12，图示根据本发明的原理构造的可在突发模式控制器370中采用的电压提升电路的部分的一个实施例的图，该电压提升电路用于产生指示功率变换器(例如见图3、7和8的功率变换器)的输出电压Vout的斜率的斜率信号Vslope。图12的电压提升电路的部分是图9中所示突发模式控制器370的电流源950、第三比较器960、斜坡开关Ramp和斜坡电压定时电容器Cramp的备选。图12的电压提升电路的部分感测输出电压Vout而不是图9中所示误差信号δν。电阻器Rrip经过电容器Crip耦合到输出电压Vout以感测输出电压Vout的导数。用低通滤波器滤波导数以产生滤波的斜率信号Vslope，该低通滤波器形成有耦合到滤波电容器Cfilter的滤波电阻器Rfilter。在一个实施例中，形成于耦合到电容器Crip的电阻器Rrip的电路的时间常数是功率变换器的开关周期的倍数(例如开关周期的10倍)。在一个实施例中，形成有耦合到滤波器电容器Cfilter的滤波电容器Rfilter的低通滤波器的时间常数是功率变换器的开关周期的因数(例如开关周期的0.01倍)。
[0067]在互补间隔1-D期间，可以采用斜率信号Vslope以估计耦合到功率变换器的输出的输出或者负载功率。斜率信号Vslope耦合到比较器1220的非反相输入，并且比较器1220的反相输入耦合到斜率参考电压Vrefl。比较器1220的输出信号1230耦合到AND门1240的输入，并且AND门1240的另一输入耦合到代表在用于LLC级320的互补间隔1-D期间去往辅助功率开关M2的栅极驱动信号的栅极驱动信号GDM2 (见图3)。AND门1240的输出对应于与参照图9图示和描述的第二设置-重置触发器970 —起采用以设置电压提升信号Fves的输出信号990。 [0068]输出电压Vout的电压斜率dVout/dt按照下式与负载功率有关:
dVout — Vslope
[0069]=，并且 at Rrip.Crip

τ,τ, 门 dVout Vout.Vslope.Cout
「00701 Plocid = llocid.Vout — —Vout.(^out--—--,

dtRrip _ Crip
[0071]其中Cout是如图3中所示功率变换器的输出滤波电容器。
[0072]可以采用输出信号1230以估计耦合到功率变换器的输出的负载功率，并且如果负载功率充分轻，则可以采用输出信号1230作为用于实现进入突发操作模式(例如通过设置电压提升信号Fves为高)的另一机制。输出信号1230可以与其它开关模式的功率变换器一起采用以估计负载功率并且不限于实现形成有PFC级201和LLC级320的功率变换器进入突发操作模式。
[0073]如上文关于突发操作模式提到的那样，功率变换器的功率损耗依赖于用于功率开关的栅极驱动信号和一般未随着负载明显变化的其它继续功率损耗。普遍通过使用突发操作模式在很低功率电平解决这些功率损耗，在该突发操作模式中，控制器(比如前图的控制器325)被去使能一个时间段(例如一秒)、继而为短暂高功率操作时段(例如10毫秒(“ms”))以用低耗散提供低平均输出功率。如这里描述的控制器可以采用突发操作模式的时间间隔以估计功率变换器的输出(或者负载)功率。
[0074]因此，这里已经介绍用于与功率变换器一起使用的突发模式控制器。在一个实施例中，突发模式控制器包括被配置为在代表功率变换器的输入电压的信号穿越第一突发阈值电平时启动突发操作模式的突发模式启动电路。突发模式控制器也包括被配置为如果时间窗在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第二突发阈值电平则提供用于提升输出电压的电压提升信号的电压提升电路。突发模式启动电路也被配置为在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第二突发阈值电平时终止突发操作模式。
[0075]突发模式启动电路可以包括被配置为比较代表功率变换器的输出电压的信号与第一突发阈值电平的比较器。突发模式启动电路也可以包括被配置为在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第一突发阈值电平时设置用于启动突发操作模式的突发模式控制信号的触发器。电压提升电路可以包括电流源、斜坡电压定时电容器和被配置为检测时间窗是否到期的比较器。电压提升电路也可包括被配置为设置用于提升输出电压的电压提升信号的触发器。电压提升信号被配置为升高用于误差放大器的参考电压，该误差放大器被配置为控制功率变换器的输出电压。突发模式启动电路被配置为在代表功率变换器的输出电压的信号穿越第一突发阈值电平时去使能电压提升信号。突发模式控制器也可以包括被配置为启动(和/或定期启动)用于提升输出电压的电压提升信号的定时器。
[0076]在另一方面中，可以在许多应用中有利地采用功率变换器、比如具有PFC级和LLC级的功率变换器。在一个应用中，可以采用具有PFC级和LLC级的功率变换器以向多个发光二极管串供电。如这里介绍的那样，并行向“N”个发光二极管串供电，每个发光二极管串具有被配置为控制每串中的电流Istring的发光二极管串控制器。采用通常不高效的线性串调节器来控制个别串电流以利用低成本线性调节器。为了通过减少每串中的电流来调暗发光二极管，可以例如在零与十伏特之间有选择地设置外部调光信号(例如dc调光信号“Vdim”)。由跟随有LLC级的前端PFC级形成的功率变换器的输出电流1ut向并联发光二极管串供应电流。在一个实施例中，由调光信号Vdim将输出电流1ut控制成个别串电流的 N 倍，其中 lout = N^Istring0
[0077]通过使用LLC级的开关频率以控制功率变换器的输出电流1ut并且将LLC级开关频率的标称值设置成提供高功率变换效率的值来实现高功率变换效率。为了提供高功率变换效率，采用由PFC级产生的总线电压以调整LLC级的开关频率的标称值。通过将功率变换器的电流控制为个别串电流Istring的N倍来实现发光二极管串控制器中的减少的功率消耗。结果是发光二极管串控制器中的低耗散水平和功率变换器中的高功率变换效率。
[0078]现在转向图13，图示根据本发明的原理构造的功率变换器的另一实施例的电路图，该功率变换器由耦合到LLC级1320 (例如半桥LLC隔离的谐振降压级)的PFC级(比如图2的PFC级201)形成。构造功率变换器以向并联多个发光二极管串供应电流。由于功率变换器类似于关于图3图示和描述的功率变换器，所以将不再次描述相似部件。功率变换器的LLC级1320产生响应于调光信号Vdim调节成如下电平的输出电流lout，该电平是N个个别发光二极管串中的电流电平的N倍。由差动放大器1360感测输出电流lout，该差动放大器与电流感测电阻器Rsense相结合操作以提供感测的输出电流lout。在一个实施例中，可以采用另一电 流感测器件、比如霍尔效应电流感测器件取代电流感测电阻器Rsense0
[0079]差动放大器1360的输出信号(代表感测的输出电流lout)耦合到误差放大器1340的输入、比如反相输入。调光信号Vdim I禹合到误差放大器1340的另一输入、比如非反相输入。误差放大器1340的误差信号(例如电流误差信号δ i)经由光耦合器1350耦合到PFC控制器1330和LLC控制器1333以控制功率变换器的输出电流lout。PFC控制器1330控制由PFC级201产生的总线电压Vbus，并且LLC控制器1333响应于电流误差信号δ i控制LLC级1320的开关频率以将输出电流1ut调节成N个个别发光二极管串中的电流电平的N倍的电平。
[0080]如先前参照图3等描述的那样，采用两个控制过程以控制功率变换器的输出电流1ut0 一个过程采用PFC级201的总线电压Vbus以控制LLC级1320的开关频率fs，并且另一过程采用LLC级1320的开关频率fs以控制功率变换器的输出电流lout。慢速响应反馈回路响应于LLC级1320的开关频率fs来控制PFC级201产生的总线电压Vbus以增大LLC级1320的功率变换效率。LLC级1320的开关频率fs响应于耦合到功率变换器的输出的发光二极管负载电流的变化用快速响应反馈回路控制输出电流lout。
[0081]如这里介绍的那样，用快速响应控制回路控制LLC级1320的开关频率fs以衰减通常在LLC级1320的输出上出现的由PFC级210产生的纹波电压的影响。此外，LLC级1320的变压器/级增益在1/(2 π.sqrt((Lm+Lk).Cr))与1/(2 π.sqrt (Lk.Cr))之间的频率区域中与快速响应控制回路一起采用以适应大负载电流阶跃变化和ac电网输入电压Vin下降事件，其中Lm和Lk是变压器Tl的磁化电感和漏电感，并且Cr是谐振电容器。响应于负载的慢速变化来控制PFC级201的总线电压Vbus以使LLC级1320能够在它的谐振频率fs或者附近理想地操作，在该谐振频率fs点LLC级1320的功率变换效率通常更好。通过多数时间在LLC级1320的谐振频率或者附近操作LLC级1320、但是允许开关频率响应于瞬态而改变，可以获得改进的负载电流阶跃响应和高功率变换效率。如先前参照图3等描述的那样在提供高水平功率变换效率的开关频率fs操作图13中图示的LLC级1320。
[0082]同样，功率变换器控制器1325由PFC控制器1330和LLC控制器1333形成。PFC控制器1330具有耦合到总线电压Vbus的输入和用于电流误差信号δ i的输入，该电流误差信号代表来自包括光耦合器1350的反馈电路的、功率变换器的输出电流1ut中的误差。LLC控制器1333中的压控振荡器如参照图3等图示和描述的那样控制LLC级1320的开关频率fs。因此，在电压和频率域中联合地控制PFC级201和LLC级1320。PFC控制器1330也采用来自桥接器整流器203的电压Vrect以控制低频率电流波形。可以如先前描述的那样时常测试LLC控制器1333的操作，从而可以在轻负载进入突发模式。
[0083]现在转向图14，图示根据本发明的原理构造的功率变换器的部分的另一实施例的电路图。图14的功率变换器包括耦合到与图13的LLC级1320相似的LLC级1420 (例如半桥LLC隔离的谐振降压级)的PFC级(未示出)。功率变换器的控制器类似于图13的具有以下修改的功率变换器控制器1325。用形成有电阻器Rsensel、Rsense2的电阻分压器感测功率变换器的输出电压Vout。感测的输出电压Vout和来自差动放大器1460的输出信号(表示感测的输出电流lout)耦合到误差放大器1440的反相输入，该差动放大器用电流感测电阻器Rsense感测输出电流lout。以这一方式，感测和控制输出电流1ut和输出电压Vout的(线性)组合。根据调光信号Vdim的误差放大器1440的误差信号(例如电流误差信号δ i)经由光耦合器1450耦合到PFC控制器1330和LLC控制器1333以控制功率变换器(例如参见图13的控制器1325)的输出电流lout。
[0084]采用输出电压Vout以根据lout = N*Istring_k*Vout产生输出电流1ut中的从如下电流电平的小偏移，该电流电平是N个个别发光二极管串中的电流的N倍，其中参数k是为了产生输出电流1ut的小偏移(例如百分之几)而选择的正常数，并且Istring代表发光二极管串中的电流。输出电压Vout在感测的输出电压Vout高于标称值时根据来自误差放大器1440的电流误差信号δ i略微减少输出电流lout。功率变换器的输出电流1ut的这样的校正可以用来适应在将输出电流1ut设置成N个个别发光二极管串中的电流Istring的电平的N倍时的不精确。
[0085]现在转向图15，图示根据本发明的原理构造的耦合到功率变换器的发光二极管控制器的实施例的电路图。具体而言，发光二极管控制器1510、1510η控制从来自功率变换器(例如参见关于图13和14图示和描述的功率变换器)的输出电流1ut到相应发光二极管串1560、1560η的电流Istring、Istringn的电平。关于发光二极管控制器1510,用电流感测电阻器1550感测电流(也称为串电流)Istring。跨越电流感测电阻器1550产生的感测的串电流Istring耦合到差动放大器1520的输入。来自差动放大器1520的输出或者信号率禹合到误差放大器1530的反相输入。调光信号Vdim稱合到误差放大器1530的非反相输入。误差放大器1530的误差信号δ经过缓冲放大器1540耦合到线性调节器(例如比如金属氧化物半导体场效应晶体管(“MOSFET”)的开关)1570以控制去往发光二极管串1560的电流Istring的电平。这一结构调节流过发光二极管串1560的串电流Istring以与调光信号Vdim成比例。其它发光二极管控制器1510η以相似方式控制去往发光二极管串1560η中的相应发光二极管串的串电流Istring。
[0086]在一个实施例中，缓冲放大器1540构造有η型双极射极跟随器。在另一实施例中，缓冲放大器1540构造有ρηρ-ηρη图腾柱(推拉输出电路,totem pole)。在又一实施例中，缓冲放大器1540构造有一个或者多个MOSFET器件。在一个实施例中，比如npn双极晶体管的双极晶体管用作线性调节器1570。
[0087]因此，这里已经介绍了一种用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法。在一个实施例中，控制器包括被配置为接收调光信号并且响应于调光信号控制相应发光二极管串中的电流电平的至少一个发光二极管串控制器。该控制器还包括被配置为接收调光信号并且控制功率变换器的输出电流的功率变换器控制器，该输出电流是发光二极管串中的电流电平的倍数。
[0088]在一个实施例中，功率变换器控制器包括被配置为感测功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流的差动放大器以及被配置为根据感测的输出电流和调光信号提供误差信号以控制功率变换器的输出电流的误差放大器。在另一实施例中，功率变换器控制器包括被配置为感测功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流的差动放大器、被配置为感测功率变换器的输出电压以提供感测的输出电压的电阻分压器以及被配置为根据感测的输出电流、感测的输出电压和调光信号提供误差信号以控制功率变换器的输出电流的误差放大器。误差放大器被配置为响应于感测的输出电压的增加来减小功率变换器的输出电流。
[0089]在一个实施例中，功率变换器控制器包括被配置为接收代表功率变换器的输出电流的误差信号以控制功率变换器的LLC级的开关频率的LLC控制器和被配置为控制功率变换器的由PFC级产生的并且向LLC级提供的总线电压，使得将LLC级的平均开关频率基本上维持在期望开关频率的PFC控制器。所需开关频率基本上等于LLC级的谐振频率。
[0090]在一个实施例中，发光二极管串控制器包括被配置为感测发光二极管串中的电流以提供发光二极管串中的感测的电流的电流感测电阻器、被配置为根据发光二极管串中的感测的电流提供信号的差动放大器、被配置为根据来自差动放大器的信号和调光信号提供误差信号的误差放大器以及被配置为根据误差信号控制发光二极管串中的电流电平的线性调节器。控制器可以包括被配置为使功率变换器在轻负载之下进入突发操作模式的突发模式控制器。
[0091]可以将控制器或者有关方法实现为硬件(在包括集成电路、比如专用集成电路的一个或者多个芯片中体现)或者可以实现为用于根据存储器由处理器(例如数字信号处理器)执行的软件或者固件。具体而言，在固件或者软件的情况下，可以将示例实施例提供为包括计算机可读介质的计算机程序产品，该计算机可读介质在其上体现用于由处理器执行的计算机程序代码(即软件或者固件)。
[0092]组成各种实施例的程序或者代码段可以存储于计算机可读介质中。例如包括计算机可读介质(例如非瞬态计算机可读介质)中存储的程序代码的计算机程序产品可以形成各种实施例。“计算机可读介质”可以包括能够存储或者传送信息的任何介质。计算机可读介质的示例包括电子电路、半导体存储器设备、只读存储器(“ROM”)、闪存、可擦除ROM( “ER0M”)、软盘、高密度磁盘(“CD”)-ROM等。
[0093]本领域技术人员应当理解，仅出于说明性的目的而提交一种用于与功率变换器一起使用的控制器及其操作方法的先前描述的实施例。尽管已经在包括PFC级和LLC级的功率变换器的环境中描述控制器，但是控制器也可以应用于其它电源拓扑和设计。
[0094]为了更好地理解功率变换器，参见纽约州纽约市Van Nostrand Reinhold公司的 Rudolph P.Severns和 Gordon Bloom 的“Modern DC-to-DC Power Switch-mode PowerConverter Circuits” (1985)和 J.G.Kassakian> M.F.Schlecht 和 G.C.Verghese 的“Principles of Power Electronics”Addison-Wesley (1991)。前述参考文献通过引用整体结合于此。
[0095]另外，虽然已经详细描述了本发明及其优点，但是应当理解可以对其进行各种改变、替换和变更而不脱离如所附权利要求书限定的本发明精神实质和范围。例如，上文讨论的诸多过程可以用不同方法实施并且可以用其它过程取代，或者其组合。
[0096]另外，本申请的范围并不旨在限于在说明书中描述的过程、机器、制品、物质组成、装置、方法和步骤的具体实施例。如本领域普通技术人员将根据本发明的公开内容容易理解的那样，可以根据本发明利用执行与这里描述的对应实施例基本上相同的功能或者实现基本上相同的结果的、当前存在或者以后将开发的过程、机器、制品、物质组成、装置、方法或者步骤。因而，所附权利要求书旨在于将这样的过程、机器、制品、物质组成、装置、方法或者步骤包括在它们的范围内。
【权利要求】
1.一种用于与功率变换器一起使用的控制器，包括: 发光二极管串控制器，被配置为接收调光信号并且响应于所述调光信号控制发光二极管串中的电流电平；以及 功率变换器控制器，被配置为接收所述调光信号并且控制所述功率变换器的输出电流，所述输出电流是所述发光二极管串中的所述电流电平的倍数。
2.如权利要求1所述的控制器，还包括:另一发光二极管控制器，被配置为接收所述调光信号并且响应于所述调光信号控制另一发光二极管串中的电流电平。
3.如权利要求1所述的控制器，其中所述功率变换器控制器包括: 差动放大器，被配置为感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流；以及误差放大器，被配置为根据所述感测的输出电流和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
4.如权利要求1所述的控制器，其中所述功率变换器控制器包括: 差动放大器，被配置为感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流； 电阻分压器，被配置为感测所述功率变换器的输出电压以提供感测的输出电压；以及误差放大器，被配置为根据所述感测的输出电流、所述感测的输出电压和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
5.如权利要求4所述的控制器，其中所述误差放大器被配置为响应于所述感测的输出电压的增加来减小所述功率变换器的所述输出电流。
6.如权利要求1所述的·控制器，其中所述功率变换器控制器包括: 电感器-电感器-电容器(LLC)控制器，被配置为接收代表所述功率变换器的所述输出电流的误差信号以控制所述功率变换器的LLC级的开关频率；以及 功率因数校正(PFC)控制器，被配置为控制由所述功率变换器的PFC级产生的并且向所述LLC级提供的总线电压，使得将所述LLC级的平均开关频率基本上维持在期望的开关频率。
7.如权利要求6所述的控制器，其中所述期望的开关频率基本上等于所述LLC级的谐振频率。
8.如权利要求1所述的控制器，其中所述发光二极管串控制器包括: 电流感测电阻器，被配置为感测所述发光二极管串中的所述电流以提供所述发光二极管串中的感测的电流； 差动放大器，被配置为根据所述发光二极管串中的所述感测的电流提供信号； 误差放大器，被配置为根据来自所述差动放大器的所述信号和所述调光信号提供误差信号；以及 线性调节器，被配置为根据所述误差信号控制发光二极管串中的所述电流电平。
9.如权利要求1所述的控制器，还包括:突发模式控制器，被配置为引起所述功率变换器在轻负载下进入突发操作模式。
10.一种用于与功率变换器一起使用的方法，包括: 响应于调光信号控制发光二极管串中的电流电平；以及 响应于所述调光信号控制所述功率变换器的输出电流，所述输出电流是所述发光二极管串中的所述电流电平的倍数。
11.如权利要求10所述的方法，还包括:响应于所述调光信号控制另一发光二极管串中的电流电平。
12.如权利要求10所述的方法，还包括: 感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流；以及根据所述感测的输出电流和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
13.如权利要求10所述的方法，还包括: 感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流； 感测所述功率变换器的输出电压以提供感测的输出电压；以及根据所述感测的输出电流、所述感测的输出电压和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
14.如权利要求13所述的方法，还包括:响应于所述感测的输入电压的增加来减小所述功率变换器的所述输出电流。
15.如权利要求10所述的方法，还包括: 感测所述发光二极管串中的所述电流以提供所述发光二极管串中的感测的电流； 根据所述发光二极管串中的所述感测的电流和所述调光信号提供误差信号；以及 根据所述误差信号控制发光二极管串中的所述电流电平。
16.一种功率变换器，包括: 功率因数校正(PFC)级； 电感器-电感器-电容器(LLC)级，耦合到所述PFC级；以及 控制器，包括: 发光二极管串控制器，被配置为接收调光信号并且响应于所述调光信号控制发光二极管串中的电流电平；以及 功率变换器控制器，被配置为接收所述调光信号并且控制所述功率变换器的输出电流，所述输出电流是所述发光二极管串中的所述电流电平的倍数。
17.如权利要求16所述的功率变换器，其中所述控制器还包括:另一发光二极管控制器，被配置为接收所述调光信号并且响应于所述调光信号控制另一发光二极管串中的电流电平。
18.如权利要求16所述的功率变换器，其中所述功率变换器控制器包括: 差动放大器，被配置为感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流；以及误差放大器，被配置为根据所述感测的输出电流和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
19.如权利要求16所述的功率变换器，其中所述功率变换器控制器包括: 差动放大器，被配置为感测所述功率变换器的输出电流以提供感测的输出电流； 电阻分压器，被配置为感测所述功率变换器的输出电压以提供感测的输出电压；以及 误差放大器，被配置为根据所述感测的输出电流、所述感测的输出电压和所述调光信号提供误差信号以控制所述功率变换器的所述输出电流。
20.如权利要求16所述的功率变换器，其中所述发光二极管串控制器包括: 电流感测电阻器，被配置为感测所述发光二极管串中的所述电流以提供感测的输出电流； 差动放大器，被配置为根据所述发光二极管串中的所述感测的电流提供信号； 误差放大器，被配置为根据来自所述差动放大器的所述信号和所述调光信号提供误差信号；以及 线性调节器，被配置为根据 所述误差信号控制所述发光二极管串中的所述电流电平。
【文档编号】H02M3/335GK103716949SQ201310272342
【公开日】2014年4月9日 申请日期:2013年6月27日 优先权日:2012年9月28日
【发明者】A·布林里 申请人:电力系统技术有限公司