单相在线拓扑可切换型逆变器的制造方法
【专利摘要】单相在线拓扑可切换型逆变器，涉及电能变换【技术领域】。解决了现有固定拓扑的逆变器的结构复杂和功率器件损耗严重，进而影响逆变器工作效率的问题。一号功率开关S11、一号二极管D11、三号功率开关S13、三号二极管D13、四号功率开关S14、四号二极管D14、二号功率开关S12和二号二极管D12组成一个H桥；五号功率开关S21、五号二极管D21、七号功率开关S23、七号二极管D23、八号功率开关S24、八号二极管D24、六号功率开关S22和六号二极管D22组成另一个H桥，四号功率开关S14功率输出端与双向开关S3功率输入端连接，八号功率开关S24功率输出端与双向开关S3功率输出端连接，三号功率开关S13的功率输出端与五号功率开关S21的功率输出端连接，一号直流电源Udc1和二号直流电源Udc2分别连接在两个H桥的外侧，本发明适用于进行电能变换。
【专利说明】单相在线拓扑可切换型逆变器
【技术领域】
[0001]本发明涉及电能变换【技术领域】。
【背景技术】
[0002]当今世界的能源紧缺、环境日益恶化等问题已经受到广泛关注。具有清洁、零污染特性的光伏发电技术为解决能源问题提供了新的发展方向。由于光伏发电源受到太阳光强的影响，其输出电压呈现波动性较大的特点，难以直接应用于并网发电或者恒压交流电源等领域。为解决上述问题，基于DC-DC-AC的两级式变换结构、单级式的Z源逆变器结构以及多电平功率变换结构均在光伏发电系统中有所应用。DC-DC-AC的两级结构主要由光伏电池，DC-DC变换器，DC-AC逆变器组成。其中DC-DC变换器负责直流母线电压恒定控制，以使得直流母线电压保持恒定，减小对交流侧输出电压的影响，另外使系统能够始终满足交流逆变所需的电压约束条件。这种两级结构，一方面可以得到稳定的直流电压、拓宽发电范围，另一方面易于实现最大发电功率点跟踪控制。但是这种结构的发电范围受限于直流逆变器的升压比，而且难以大功率化。另外两级式结构的损耗较大，导致系统整体效率降低。
[0003]单级结构的Z源逆变器能够同时实现直流电压的升压控制和DC-AC逆变控制。Z源逆变器系统里，主要通过由两个电容和两个电感构成的Z源网络，再经过逆变器，将能量输入电网。这种Z源结构允许逆变器工作在直通或断路状态，从而实现升降压，增加了逆变电路工作的安全性，而且单级结构减少了一个开关器件，简化了控制、驱动电路。但是，Z源逆变器直流侧电压受Z源变换器电感和负载的影响较大，当负载较小或电感值较低时，直流母线电压会产生跌落，对交流输出电压造成影响。
[0004]近年来，多电平逆变技术在光伏发电领域的应用逐渐受到关注。多电平逆变技术由于其等效开关频率高，因此采用较小的滤波器即可以获得较高的电能质量，并可以降低滤波器的高频损耗。利用级联型多电平逆变器能够将发电源的输出电压进行叠加的特性，可以提高逆变器输出电压等级，易于实现在较小发电功率时的运行，由此拓宽光伏发电源的发电功率下限。但是在发电功率较大时，直流电压升高，滤波器损耗随之增加，同样降低了系统效率。多电平逆变技术用于光伏发电系统的共性不利因素是，由于功率器件多，开关损耗大，与两电平逆变器相比，其效率降低明显。
【发明内容】
[0005]本发明为了解决现有固定拓扑的逆变器的结构复杂和功率器件损耗严重，进而影响逆变器工作效率的问题，提出了单相在线拓扑可切换型逆变器。
[0006]单相在线拓扑可切换型逆变器，它包括一号直流电源Utkl、二号直流电源Utk2、一号功率开关Sn、一号二极管Dn、二号功率开关S12、二号二极管D12、三号功率开关S13、三号二极管D13、四号功率开关S14、四号二极管D14、五号功率开关S21、五号二极管D21、六号功率开关S22、六号二极管D22、七号功率开关S23、七号二极管D23、八号功率开关S24、八号二极管D24和双向开关S3,[0007]—号直流电源Utkl的正极同时与一号功率开关S11的功率输入端、一号二极管Dn的阴极、三号功率开关S13的功率输入端和三号二极管D13的阴极连接，
[0008]—号直流电源Utkl的负极同时与四号功率开关S14的功率输出端、四号二极管D14的阳极、二号功率开关S12的功率输出端、二号二极管D12的阳极和双向开关S3的功率输入端连接，
[0009]—号功率开关S11的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的一号电压输出端同时与四号功率开关S14的功率输入端、一号二极管D11的阳极和四号二极管D14的阴极连接，
[0010]三号功率开关S13的功率输出端同时与二号功率开关S12的功率输入端、三号二极管D13的阳极、二号二极管D12的阴极和五号功率开关S21的功率输出端连接，
[0011]二号直流电源Utk2的正极同时与五号功率开关S21的功率输入端、五号二极管D2I的阴极、七号功率开关S23的功率输入端和七号二极管D23的阴极连接，
[0012]二号直流电源Udc2的负极同时与八号功率开关S24的功率输出端、八号二极管D24的阳极、六号功率开关S22的功率输出端、六号二极管D22的阳极和双向开关S3的功率输出端连接，
[0013]五号功率开关S21的功率输出端同时与五号二极管D21的阳极、八号功率开关S24的功率输入端和八号二极管D24的阴极连接，
[0014]七号功率开关S23的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的二号电压输出端同时与七号二极管D23的阳极、六号功率开关S22的功率输入端和六号二极管D22的阴极连接。
[0015]所述双向开关S3包括九号二极管D31、十号二极管D32、十一号二极管D33、十二号二极管D34和全控型功率开关S31,
[0016]九号二极管D31的阴极同时与全控型功率开关S31的功率输入端和^ 号二极管D33的阴极连接，
[0017]九号二极管D31的阳极作为双向开关S3的功率输出端与十号二极管D32的阴极连接，
[0018]十号二极管D32的阳极同时与全控型功率开关S31的功率输出端和十二号二极管D34的阳极连接，
[0019]十一号二极管D33的阳极作为双向开关S3的功率输入端与十二号二极管D34的阴极连接。
[0020]有益效果:本发明所述逆变器采用单级式结构，系统结构简单，体积小；根据直流电源的输出电压的大小，使本发明在级联型逆变器模式和两电平逆变器模式之间进行切换，使功率器件的损耗降低了 10%以上，进而使本发明所述逆变器的工作效率提高了 5%以上。
【专利附图】
【附图说明】
[0021]图1为单相在线拓扑可切换型逆变器的电路连接示意图；
[0022]图2为【具体实施方式】四所述的双向开关S3的电路连接示意图；
[0023]图3为单相在线拓扑可切换型逆变器等效的级联型逆变器模式的电路连接示意图；
[0024]图4为单相在线拓扑可切换型逆变器等效的两电平逆变器模式的电路连接示意图；
[0025]图5为单相在线拓扑可切换型逆变器的调制策略仿真波形图；
[0026]图6为单相在线拓扑可切换型逆变器的输出电压波形图；
[0027]图7为单相在线拓扑可切换型逆变器等效的级联型逆变器模式的输出电压的谐波分布图；
[0028]图8为单相在线拓扑可切换型逆变器等效的两电平逆变器模式的输出电压的谐波分布图；
[0029]图9为单相在线拓扑可切换型逆变器的工作效率曲线图。
【具体实施方式】
[0030]【具体实施方式】一、结合图1说明本【具体实施方式】，单相在线拓扑可切换型逆变器，它包括一号直流电源Utkl、二号直流电源Utk2、一号功率开关Sn、一号二极管Dn、二号功率开关S12、二号二极管D12、三号功率开关S13、三号二极管D13、四号功率开关S14、四号二极管D14、五号功率开关S21、五号二极管D21、六号功率开关S22、六号二极管D22、七号功率开关S23、七号二极管D23、八号功率开关S24、八号二极管D24和双向开关S3,
[0031]—号直流电源Udcl的正极同时与一号功率开关S11的功率输入端、一号二极管Dn的阴极、三号功率开关S13的功率输入端和三号二极管D13的阴极连接，
[0032]一号直流电源Udcl的负极同时与四号功率开关S14的功率输出端、四号二极管D14的阳极、二号功率开关S12的功率输出端、二号二极管D12的阳极和双向开关S3的功率输入端连接，
[0033]—号功率开关S11的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的一号电压输出端同时与四号功率开关S14的功率输入端、一号二极管D11的阳极和四号二极管D14的阴极连接，
[0034]三号功率开关S13的功率输出端同时与二号功率开关S12的功率输入端、三号二极管D13的阳极、二号二极管D12的阴极和五号功率开关S21的功率输出端连接，
[0035]二号直流电源Udc2的正极同时与五号功率开关S21的功率输入端、五号二极管D2I的阴极、七号功率开关S23的功率输入端和七号二极管D23的阴极连接，
[0036]二号直流电源Udc2的负极同时与八号功率开关S24的功率输出端、八号二极管D24的阳极、六号功率开关S22的功率输出端、六号二极管D22的阳极和双向开关S3的功率输出端连接，
[0037]五号功率开关S21的功率输出端同时与五号二极管D21的阳极、八号功率开关S24的功率输入端和八号二极管D24的阴极连接，
[0038]七号功率开关S23的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的二号电压输出端同时与七号二极管D23的阳极、六号功率开关S22的功率输入端和六号二极管D22的阴极连接。
[0039]本实施方式中，当一号直流电源Utkl和二号直流电源Utk2的输出电压较低时，本发明所述逆变器工作于级联型逆变器模式，其等效的级联型逆变器模式的电路结构原理图如图3所示，两个H桥逆变器输出端串联，从而将一号直流电源Udcl和二号直流电源Utk2的输出电压进行叠加，提高了本发明所述逆变器的输出电压等级，拓展了本发明所述逆变器的工作下限，通过采用多电平调制策略，降低输出电压谐波。[0040]当一号直流电源Udcl和二号直流电源Udc2的输出电压较高时，本发明所述逆变器切换为两电平逆变器模式，其等效的两电平逆变器模式的电路结构原理图如图4所示，将三号功率开关S13和五号功率开关S21同时闭合,贝U—号直流电源Udel的正极与二号直流电源Utk2的正极连通，再将双向开关S3闭合，则一号直流电源Udca的负极与二号直流电源Udc2的负极连通，使一号直流电源Udcl和二号直流电源Udc2并联输出电压,从而降低了输出电压等级，减少开关的损耗。
[0041]通过以上两种逆变器模式的切换，能够保证系统的稳定性和可靠性，同时在保证本发明所述逆变器的输出电压等级和输出电压谐波约束的前提下，采用单级式结构实现了较宽直流电源电压输入范围的DC-AC的功率变换。
[0042]【具体实施方式】二、本【具体实施方式】与【具体实施方式】一所述的单相在线拓扑可切换型逆变器的区别在于，所述一号直流电源Udcl和二号直流电源Udc2的输出电压等级相同。
[0043]【具体实施方式】三、本【具体实施方式】与【具体实施方式】二所述的单相在线拓扑可切换型逆变器的区别在于，所述一号直流电源Udca和二号直流电源Udc2的输出功率等级相同。
[0044]【具体实施方式】四、结合图2说明本【具体实施方式】，本【具体实施方式】与【具体实施方式】一所述的单相在线拓扑可切换型逆变器的区别在于，所述双向开关S3包括九号二极管D31、十号二极管D32、十一号二极管D33、十二号二极管D34和全控型功率开关S31,
[0045]九号二极管D31的阴极同时与全控型功率开关S31的功率输入端和^ 号二极管D33的阴极连接，
[0046]九号二极管D31的阳极作为双向开关S3的功率输出端与十号二极管D32的阴极连接，
[0047]十号二极管D32的阳极同时与全控型功率开关S31的功率输出端和十二号二极管D34的阳极连接，
[0048]十一号二极管D33的阳极作为双向开关S3的功率输入端与十二号二极管D34的阴极连接。
[0049]通过载波移相调制策略，对本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时的工作过程及其工作效率进行分析，将一号直流电源Udcl和二号直流电源Udc2的输出电压均设为Ud。，如图5所示，在本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式工作时，采用四个三角载波TriI，Tri2,Tri3和Tri4与调制波Ms相比较的载波移相调制策略，输出电压为三电平波形；在本发明所述逆变器处于两电平逆变器模式工作时，采用两个三角载波TriI和Tri2与调制波Ms相比较的载波移相调制策略，输出电压为两电平波形，图5中的A点表示由级联型逆变器模式向两电平逆变器模式进行切换的过零点切换点，由于本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时均采用相同的调制波，因此两种逆变器模式下的输出电压的基波成分相同，另外，在一个载波周期内，处于两电平逆变器模式的功率开关器件的开关次数为处于级联型逆变器模式的功率开关器件的开关次数的一半，从而降低了功率开关器件的开关损耗，进而降低了本发明所述逆变器的总损耗。同时，通过采用MATLAB对本发明进行仿真分析，一号直流电源Udcl和二号直流电源Udc2的电压变化范围均在200V-800V，如图6所示的为本发明所述逆变器分别处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时的输出电压波形，B表示本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式时的输出电压波形，C表示本发明所述逆变器处于两电平逆变器模式时的输出电压波形，由图6可知本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式时的输出电压为三电平波形，处于两电平逆变器模式时的输出电压为两电平波形；图7所示的为本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式的输出电压的谐波分布图，图8所示的为本发明所述逆变器处于两电平逆变器模式的输出电压的谐波分布图，由图7和图8可知，处于级联型逆变器模式时的输出电压的开关频率为处于两电平逆变器模式时的输出电压的开关频率的二倍，处于级联型逆变器模式时的输出电压的谐波畸变率略小于处于两电平逆变器模式时的输出电压的谐波畸变率；图9所示的为本发明所述逆变器分别处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时工作效率曲线图，D表示本发明所述逆变器处于级联型逆变器模式时的工作效率曲线，E表示本发明所述逆变器处于两电平逆变器模式时的工作效率曲线，由图9可知，随着输出电压的升高，处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时的工作效率均逐渐下降，但是处于级联型逆变器模式时的工作效率较处于两电平逆变器模式时的工作效率低，通过将级联型逆变器模式切换为两电平逆变器模式，有效地提高了本发明所述逆变器的工作效率。
【权利要求】
1.单相在线拓扑可切换型逆变器，其特征在于，它包括一号直流电源(Udc;1)、二号直流电源(UddE)、一号功率开关(sn)、一号二极管(Dn)、二号功率开关(S12)、二号二极管(D12)、三号功率开关(s13)、三号二极管(d13)、四号功率开关(s14)、四号二极管(d14)、五号功率开关(321)、五号二极管(021)、六号功率开关(322)、六号二极管(022)、七号功率开关(323)、七号二极管(D23)、八号功率开关(S24)、八号二极管(D24)和双向开关(S3), 一号直流电源(Utkl)的正极同时与一号功率开关(S11)的功率输入端、一号二极管(D11)的阴极、三号功率开关(S13)的功率输入端和三号二极管(D13)的阴极连接， 一号直流电源(Udca)的负极同时与四号功率开关(S14)的功率输出端、四号二极管(D14)的阳极、二号功率开关(S12)的功率输出端、二号二极管(D12)的阳极和双向开关(S3)的功率输入端连接， 一号功率开关(S11)的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的一号电压输出端同时与四号功率开关(S14)的功率输入端、一号二极管(D11)的阳极和四号二极管(D14)的阴极连接， 三号功率开关(S13)的功率输出端同时与二号功率开关(S12)的功率输入端、三号二极管(D13)的阳极、二号二极管(D12)的阴极和五号功率开关(S21)的功率输出端连接， 二号直流电源(Ude2)的正 极同时与五号功率开关(S21)的功率输入端、五号二极管(D21)的阴极、七号功率开关(S23)的功率输入端和七号二极管(D23)的阴极连接， 二号直流电源(Utk2)的负极同时与八号功率开关(S24)的功率输出端、八号二极管(D24)的阳极、六号功率开关(S22)的功率输出端、六号二极管(D22)的阳极和双向开关(S3)的功率输出端连接， 五号功率开关(S21)的功率输出端同时与五号二极管(D21)的阳极、八号功率开关(S24)的功率输入端和八号二极管(D24)的阴极连接， 七号功率开关(S23)的功率输出端作为单相在线拓扑可切换型逆变器的二号电压输出端同时与七号二极管(D23)的阳极、六号功率开关(S22)的功率输入端和六号二极管(D22)的阴极连接。
2.根据权利要求1所述的单相在线拓扑可切换型逆变器，其特征在于，所述一号直流电源(Udcl)和二号直流电源(Utk2)的输出电压等级相同。
3.根据权利要求2所述的单相在线拓扑可切换型逆变器，其特征在于，所述一号直流电源(Udcl)和二号直流电源(Utk2)的输出功率等级相同。
4.根据权利要求1所述的单相在线拓扑可切换型逆变器，其特征在于，所述双向开关(S3)包括九号二极管(D31)、十号二极管(D32)、i 号二极管(D33)、十二号二极管(D34)和全控型功率开关(S31), 九号二极管(D31)的阴极同时与全控型功率开关(S31)的功率输入端和^ 号二极管(D33)的阴极连接， 九号二极管(D31)的阳极作为双向开关(S3)的功率输出端与十号二极管(D32)的阴极连接， 十号二极管(D32)的阳极同时与全控型功率开关(S31)的功率输出端和十二号二极管(D34)的阳极连接， 十一号二极管(D33)的阳极作为双向开关(S3)的功率输入端与十二号二极管(D34)的阴极连接。
【文档编号】H02M7/483GK103532421SQ201310533131
【公开日】2014年1月22日 申请日期:2013年10月31日 优先权日:2013年10月31日
【发明者】骆素华, 吴凤江, 骆林松, 冯帆, 张陆捷 申请人:哈尔滨工业大学