一种Boost变换器的制造方法
【专利摘要】本发明属于开关电源领域，提供了一种Boost变换器。该Boost变换器在现有拓扑结构基础上，增加辅助谐振网络，同时，对主开关管采用高频信号和低频信号的组合控制方式。利用辅助谐振网络的内部谐振，在高频信号的关断时刻，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，以实现主开关管的零电压关断，同时在高频信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压下降至零，以实现主开关管的零电压开通，从而可使得主开关管工作在高频完全软开关状态或高频临界完全软开关状态，这样，便可通过提升主开关管的开关频率来使得磁性元件和EMC滤波器件具有更小的设计尺寸，从而减小了Boost变换器的体积和重量。
【专利说明】—种Boost变换器
【技术领域】
[0001]本发明属于开关电源领域，尤其涉及一种Boost变换器。
【背景技术】
[0002]开关电源是一种通过控制开关器件的开关占空比来调整输出电压大小的装置，被广泛应用在智能终端等各类电子设备中。升压型(Boost)变换器是开关电源的一种常见拓扑结构。
[0003]如图1示出了现有技术提供的Boost变换器的典型电路，其中，反馈控制及脉宽调制电路用于输出一定占空比的脉宽调制信号，以驱动开关管Ql的导通或截止。该Boost变换器可工作在三种状态:电感LI电流连续状态、电感LI电流临界连续状态、电感LI电流不连续状态，其中的开关管Ql均工作在高电压开通和高电流关断的硬开关状态。以下将对开关管Ql分别在如上三种状态下的开关损耗进行分析:
[0004]一、电感LI电流连续状态。此状态下，开关管Ql的开通损耗包括三部分:第一部分是在开关管Ql开通时刻，由于开关管Ql的栅-源电压从高电压下降到低电压过程中伴随着流过开关管Ql的电流从零上升到电感LI的电流，从而在开关管Ql从截止到导通的过渡时间内，由同时存在的高电压和大电流所形成的开通交叉损耗；第二部分是在开关管Ql导通期间，开关管Ql的栅极与源极之间的结电容在截止状态储存的能量通过开关管Ql本体释放而形成的结电容损耗；第三部分是在开关管Ql导通期间，二极管Dl由导通状态过渡到截止状态的反向恢复电流通过开关管Ql而形成的反向恢复损耗。同时，此状态下，开关管Ql在大电流时关断，开关管Ql由导通到截止的过渡时间内同时存在的高电压和大电流形成关断交叉损耗，该关断交叉损耗即为开关管Ql的关断损耗。
[0005]二、电感LI电流临界连续状态。此状态下，电感LI的电流在开关管Ql截止期间逐渐下降，并在开关管Ql下一次开通时刻来临时下降到零，此时，由于电感LI的电流近似为零，因而前述的开通交叉损耗和反向恢复损耗接近零，即是说，开关管Ql的开通损耗只包括前述的结电容损耗。此状态下，开关管Ql在大电流时关断，开关管Ql由导通到截止的过渡时间内同时存在的高电压和大电流形成关断交叉损耗，该关断交叉损耗即为开关管Ql的关断损耗。
[0006]三、电感LI电流不连续状态。此状态下，电感LI的电流在开关管Ql截止期间逐渐下降，而在下降到零后，开关管Ql还未导通，则在开关管Ql的导通时刻来临时，由于电感LI的电流近似为零，因而前述的开通交叉损耗和反向恢复损耗接近零，即是说，开关管Ql的开通损耗只包括前述的结电容损耗。此状态下，开关管Ql在大电流时关断，开关管Ql由导通到截止的过渡时间内同时存在的高电压和大电流形成关断交叉损耗，该关断交叉损耗即为开关管Ql的关断损耗。
[0007]在如上三种工作状态下，开关管Ql的总损耗为开通损耗、关断损耗、开关管Ql在导通期间的通态损耗、以及开关管Ql的门极驱动损耗之和。而由于开通损耗和关断损耗在开关管Ql的每个周期均会产生，因此，开关管Ql的开关损耗与开关管Ql的开关频率成正比，开关管Ql开关频率的升高会成比例的增加其开关损耗。这样，为了使得开关损耗和散热性能满足设计条件，需要限制开关管Ql的开关频率，一般是使得开关频率在20KHz到200KHz范围内。而公知地，开关频率越高，磁性元件的尺寸越小，重量越轻，因此，受限的开关频率使得磁性元件的尺寸无法做得更小，从而使得现有的Boost变换器的体积和重量都较大。
【发明内容】
[0008]本发明实施例的目的在于提供一种Boost变换器，旨在解决现有技术提供的Boost变换器由于开关管工作在硬开关状态而存在开通损耗和关断损耗，使得开关管的开关频率受到限制，进而使得Boost变换器的体积和重量都较大的问题。
[0009]本发明实施例是这样实现的，一种Boost变换器，包括主开关管Q2，所述Boost变换器还包括:
[0010]辅助谐振网络，所述辅助谐振网络的第一端连接所述主开关管Q2的高电位端，所述主开关管Q2的低电位端连接Boost变换器的参考地；
[0011]反馈控制及脉宽调制电路，用于生成并输出第一脉宽调制信号；
[0012]高频信号调制电路，所述高频信号调制电路的输入端连接所述反馈控制及脉宽调制电路的输出端，所述高频信号调制电路的输出端连接所述主开关管Q2的控制端，所述高频信号调制电路用于在所述第一脉宽调制信号的高电平期间，生成并向所述主开关管Q2的控制端输出第二脉宽调制信号，利用所述辅助谐振网络的内部谐振，在所述第二脉宽调制信号的关断时刻，使得所述主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，并在所述第二脉宽调制信号的开通时刻或关断期间，使得所述主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压下降至零。
[0013]本发明实施例提出的Boost变换器在现有拓扑结构基础上，增加辅助谐振网络，同时，对主开关管采用高频信号和低频信号的组合控制方式。利用辅助谐振网络的内部谐振，在高频信号的关断时刻，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，以实现主开关管的零电压关断，同时在高频信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压下降至零，以实现主开关管的零电压开通，从而可使得主开关管工作在高频完全软开关状态或高频临界完全软开关状态。这样，由于实现了主开关管的零电压开通和零电压关断，因而不存在开通交叉损耗、反向恢复损耗、关断损耗和高频漏极-源极结电容损耗，
[0014]同时，由于高频信号发生在低频信号的导通期间，低频信号的开关频率很低，主开关管的漏极与源极之间的结电容在截止状态储存的能量极少，可认为主开关管的开通时刻不存在低频结电容损耗，即是说，主开关管的总损耗为主开关管在导通期间的通态损耗、以及主开关管的门极驱动损耗之和，而通态损耗与主开关管的开关频率无关，门极驱动损耗与主电路的电压、电流、功率和磁性元件、二极管参数无关，是极小损耗。因此在实际中，可通过大幅提升主开关管的开关频率来使得磁性元件和EMC滤波器件的尺寸等比例大幅变小，从而使得Boost变换器的体积和重量显著减小，特别适用于便携式电子设备中。
【专利附图】
【附图说明】[0015]图1是现有技术提供的Boost变换器的典型电路图；
[0016]图2是本发明实施例提供的Boost变换器的原理结构图；
[0017]图3是图2的具体电路图；
[0018]图4是本发明实施例的第一脉宽调制信号与第二脉宽调制信号的波形图；
[0019]图5是本发明实施例的高频开关模态分析波形图；
[0020]图6是本发明实施例中闻频/[目号调制电路的电路图；
[0021]图7是图6的具体电路图；
[0022]图8A是本发明实施例中，第一脉宽调制信号、D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的置零引脚的信号和D触发器的输出引脚的信号分别在10 μ s的时序示例图；
[0023]图SB是本发明实施例中，第一脉宽调制信号、D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的置零引脚的信号和D触发器的输出引脚的信号分别在20 μ S的时序示例图；
[0024]图SC是本发明实施例中，第一脉宽调制信号、D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的置零引脚的信号和D触发器的输出引脚的信号分别在100 μ S的时序示例图；
[0025]图9Α是本发明实施例中，D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的输出引脚的信号、与门的输出端的信号分别在10 μ s的时序示例图；
[0026]图9Β是本发明实施例中，D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的输出引脚的信号、与门的输出端的信号分别在20 μ s的时序示例图；
[0027]图9C是本发明实施例中，D触发器的时钟输入引脚的信号、D触发器的输出引脚的信号、与门的输出端的信号分别在100 μ s的时序示例图；
[0028]图1OA是本发明实施例中，与门的输出端的信号和驱动器的信号输出引脚的信号分别在?ο μ s的时序示例图；
[0029]图1OB是本发明实施例中，与门的输出端的信号和驱动器的信号输出引脚的信号分别在100 μ s的时序示例图。
【具体实施方式】
[0030]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0031]针对现有技术存在的问题，本发明提出了一种Boost变换器。该Boost变换器在现有拓扑结构基础上，增加一辅助谐振网络，同时，对主开关管采用高频信号和低频信号的组合控制方式。利用辅助谐振网络的内部谐振，在高频信号的关断时刻，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，并在高频信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压下降至零。
[0032]图2示出了本发明实施例提供的Boost变换器的原理结构，为了便于说明。仅示出了与本发明实施例相关的部分。
[0033] 详细而言，本发明实施例提供的Boost变换器包括主储能电感L2、主升压二极管D2、输出滤波电容C3、主开关管Q2。其中，主储能电感L2连接在主升压二极管D2的阳极和Boost变换器的直流输入端INPUT之间，主升压二极管D2的阴极连接Boost变换器的直流输出端OUTPUT，输出滤波电容C3连接在直流输出端OUTPUT和参考地GND之间，主开关管Q2的低电位端连接参考地GND。
[0034]为了实现本发明的目的，该Boost变换器还进一步包括:辅助谐振网络13，辅助谐振网络13的第一端连接主开关管Q2的高电位端，辅助谐振网络13的第二端连接主升压二极管D2的阳极，辅助谐振网络13的第三端连接主升压二极管D2的阴极，辅助谐振网络13的第四端连接参考地GND ;反馈控制及脉宽调制电路11，反馈控制及脉宽调制电路11的第一输入端连接直流输出端OUTPUT,用于生成并输出具有第一占空比的第一脉宽调制信号；高频信号调制电路12，高频信号调制电路12的输入端连接反馈控制及脉宽调制电路11的输出端，高频信号调制电路12的输出端连接主开关管Q2的控制端，用于在第一脉宽调制信号的高电平期间，生成并向主开关管Q2的控制端输出具有第二占空比的第二脉宽调制信号，利用辅助谐振网络的内部谐振，在第二脉宽调制信号的关断时刻，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，并在第二脉宽调制信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管的高电位端-低电位端之间的电压下降至零。
[0035]优选地，主开关管Q2可以是N型的MOS管，该MOS管的漏极为主开关管Q2的高电位端，该MOS管的源极为主开关管Q2的低电位端，该MOS管的栅极为主开关管Q2的控制端。
[0036]进一步地，该Boost变换器还可包括:连接在直流输入端INPUT和参考地GND之间的输入滤波电容C4。
[0037]进一步地，该Boost变换器还可包括:连接在主开关管Q2的低电位端和参考地GND之间的电流检测电阻R2，电流检测电阻R2与参考地GND连接的一端同时连接反馈控制及脉宽调制电路11的第二输入端。
[0038]本发明实施例提出的Boost变换器在现有拓扑结构基础上，增加辅助谐振网络13，同时，对主开关管Q2采用高频信号和低频信号的组合控制方式。利用辅助谐振网络13的内部谐振，在高频信号的关断时刻，使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，以实现主开关管Q2的零电压关断，同时在高频信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压下降至零，以实现主开关管Q2的零电压开通，从而可使得主开关管Q2工作在高频完全软开关状态或高频临界完全软开关状态。这样，由于实现了主开关管Q2的零电压开通和零电压关断，因而不存在开通交叉损耗、反向恢复损耗、关断损耗和高频漏极-源极结电容损耗，同时，由于高频信号发生在低频信号的导通期间，低频信号的开关频率很低，主开关管Q2的漏极与源极之间的结电容在截止状态储存的能量极少，可认为主开关管Q2的开通时刻不存在低频结电容损耗，即是说，主开关管Q2的总损耗为主开关管Q2在导通期间的通态损耗、以及主开关管Q2的门极驱动损耗之和，而通态损耗与主开关管Q2的开关频率无关，门极驱动损耗与主电路的电压、电流、功率和磁性元件、二极管参数无关，是极小损耗。因此在实际中，可通过大幅提升主开关管Q2的开关频率来使得磁性元件和EMC滤波器件的尺寸等比例大幅变小，从而使得Boost变换器的体积和重量显著减小，特别适用于便携式电子设备中。
[0039]图3示出了图2的具体电路。
[0040]具体地，辅助谐振网络13可包括:第一辅助谐振电感L3、第二辅助谐振电感L4、第一辅助谐振电容C6、第二辅助谐振电容C5。其中，第一辅助谐振电感L3连接在主升压二极管D2的阳极和主开关管Q2的高电位端之间，第一辅助谐振电容C6连接在主开关管Q2的高电位端和参考地GND之间，第二辅助谐振电感L4和第二辅助谐振电容C5串联后并联在主开关管Q2的高电位端和主升压二极管D2的阴极之间。
[0041]假设第一脉宽调制信号与第二脉宽调制信号的波形如图4所示，可见，第一脉宽调制信号为相对第二脉宽调制信号的低频信号，第二脉宽调制信号为相对第一脉宽调制信号的高频信号。其中，Tl为第一脉宽调制信号的总周期，T2为第一脉宽调制信号中每一周期内的导通时间，T3为第二脉宽调制信号的高频开关周期，T4为每一高频开关周期内的导通时间。Tl和T2由反馈控制及脉宽调制电路11调节，通过选择固定的Tl和可调的T2、或选择固定的T2和可调的Tl，使得Boost变换器输出所需的电压或电流，也可通过选择固定的Tl和固定的T2，使得Boost变换器的输出电压跟随输入电压的变化；T3和Τ4由高频信号调制电路12调节，通过选取合适的Τ3和Τ4，使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压在第二脉宽调制信号的关断期间下降至零，以实现主开关管Q2的高频完全软开关状态，或使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压在第二脉宽调制信号的开通时刻同步下降至零，以实现主开关管Q2的高频临界完全软开关状态。以下将结合图5详细说明图3所示电路实现软开关工作状态的原理:
[0042]如图5所示，在tl时刻，第二脉宽调制信号由高电平跳变到零电平，主开关管Q2的漏-源极阻抗由导通态变为截止态。此时，第一辅助谐振电感L3和第二辅助谐振电感L4给第一辅助谐振电容C6充电，以使得主开关管Q2的漏-源极电压V-DS从零电压开始逐步上升，从而实现了主开关管Q2的零电压关断。
[0043]在tl_t2时间段内，第一辅助谐振电感L3、第二辅助谐振电感L4与第一辅助谐振电容C6开始谐振。若第一辅助谐振电感L3和第二辅助谐振电感L4的电感量相等、第一辅助谐振电容C6的电容量选取合适，则可使得第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl和第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2接近，并同时在t2时刻谐振到零点，而主开关管Q2的漏-源极电压V-DS则在t2时刻谐振到最高点。之后，由于主储能电感L2释放能量，此时，主升压二极管D2导通，流过主升压二极管D2的电流1-D2由零开始逐渐上升。A点电压V-D2+从零上升到等于直流输出端OUTPUT的电压V-output和主升压二极管D2的正向压降(大约I伏左右)之和。同时，主储能电感L2电流下降，由于主储能电感L2的电感量比第一辅助谐振电感L3和第二辅助谐振电感L4的电感量大几倍至几十倍，所以在第二脉宽调制信号的一个高频开关周期内电流波动幅度比例较小。
[0044]在t2_t3时间段内，第一辅助谐振电容C6两端的电压V-DS从t2时刻的最高点开始通过第一辅助谐振电感L3和第二辅助谐振电感L4放电。第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl和第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2开始反向增加。
[0045]在t3时刻，第一辅助谐振电容C6两端的电压V-DS谐振到零点，第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl和第二辅助谐振电感L4的电流I_Lr2分别达到反向的最大值。
[0046]在t3_t4时间段内，由于第一辅助谐振电容C6两端的电压V-DS放电到零点，反向电流1-Lrl和1-Lr2通过主开关管Q2的漏-源极之间的体二极管续流，使第一辅助谐振电容C6两端的电压V-DS维持在负的体二极管压降(大约I伏左右)附近。在此时间段内或在t3时刻，第二脉宽调制信号由零电平跳变到高电平，主开关管Q2的漏-源极阻抗由截止态变为导通态，从而实现了主开关管Q2的零电压开通。同时，在此时间段内，第一辅助谐振电感L3向输出滤波电容C3释放能量，使得其电流1-Lrl由反向最大值开始逐渐减小，主升压二极管D2的电流1-D2也开始减小。在主开关管Q2的漏-源变为导通态后，当第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl减小到零后，在电压A点电压作用下，第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl开始正向增加。
[0047]在t4时刻，A点电压开始下降，主升压二极管D2由导通变为截止，主升压二极管D2的电流1-Dl下降到零。由于A点电压的下降，第一辅助谐振电感L3的电流1-Lrl增幅变缓。由于第二辅助谐振电感L4与第二辅助谐振电容C5的谐振作用，第二辅助谐振电感L4的电流I_Lr2由之前的反向最大值逐渐减小，在t4时刻，第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2反向减小到零后，开始正向增加。此时，B点的电压上升到最大值，停止给第二辅助谐振电容C5充电。
[0048]在t4_t5时间段内，在输入电压V-1nput的作用下，主储能电感L2的电流和第一辅助谐振电感L3的电流同时增加。因选取主储能电感L2的电感量较大，因此在第二脉宽调制信号的一个高频开关周期内，主储能电感L2的电流波动较缓慢。同时，在此时间段内，由于第二辅助谐振电容C5放电，第二辅助谐振电容C5的电流1-Lr2从零正向增加，此时B点的电压从最高电压开始下降。同时，在t5时刻，A点的电压下降到最小值。
[0049]在之后的t5_tl0时间段内，主储能电感L2和第一辅助谐振电感L3在输入电压V-1nput的作用下增加储能。在此时间段内，第二辅助谐振电感L4与第二辅助谐振电容C5谐振，由于B点的电压和第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2同时作用于第二辅助谐振电感L4，因此，B点的电压V-Cr2和第二辅助谐振电感L4的电流I_Lr2的相位差为90度。在此时间段内的谐振过程为:在t6时刻，B点的电压谐振到零，同时第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2谐振到正向最大值；在t7时刻，B点的电压谐振到负电压最大值，同时第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2谐振到零；在t8时刻，B点的电压谐振到零，同时第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2谐振到反向最大值；在t9时刻，B点的电压谐振到正电压最大值，同时第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2谐振到零；在tlO时刻，B点的电压谐振到零，同时第二辅助谐振电感L4的电流1-Lr2谐振到正向最大值。可见，在tlO时刻，辅助第一辅助谐振电感L3和第二辅助谐振电感L4都为下一个高频开关周期存储了谐振能量，以使得主开关管Q2达到完全软开关条件。在tlO时刻，第二脉宽调制信号由高电平跳变到零电平，主开关管Q2的漏-源极阻抗由导通态变为截止态，开始进入下一个如上所述的高频开关周期循环过程。
[0050]图6示出了本发明实施例中高频信号调制电路12的电路结构。
[0051]具体地，高频信号调制电路12可包括:十进制计数器U9、D触发器U10、驱动器U11、第一与非门U4、与门U6、第一或非门U7、第一或门U8、第一电阻R6、第二电阻R7、第一电容CU、振荡器电路121、上电复位电路122。其中，振荡器电路121的输出端连接十进制计数器U9的时钟引脚CLK，十进制计数器U9的电源引脚VDD连接辅助电源正极VCC和第一与非门U4的第一输入端，十进制计数器U9的一个输出引脚QO连接第一与非门U4的第二输入端；上电复位电路122的输出端连接十进制计数器U9的复位引脚RESET和第一或门U8的第一输入端；第一或非门U7的第一输入端连接第一与非门U4的输出端和D触发器UlO的时钟输入引脚C，第一或非门U7的第二输入端作为高频信号调制电路12的输入端连接反馈控制及脉宽调制电路11的输出端和D触发器UlO的输入引脚D，第一或非门U7的输出端连接第一或门U8的第二输入端，第一或门U8的输出端连接D触发器UlO的置零引脚R，D触发器UlO的输出引脚Q连接与门U6的第一输入端，与门U6的第二输入端连接第一与非门U4的输出端，与门U6的输出端连接驱动器Ull的信号输入引脚CTL ;驱动器Ull的电源引脚VS连接辅助电源正极VCC，并通过第一电容Cl I接地，驱动器Ul I的信号输入引脚CTL同时通过第一电阻R6接地，驱动器Ull的信号输出引脚G通过第二电阻R7接地，并作为高频信号调制电路12的输出端连接主开关管Q2的控制端。
[0052]图7示出了图6的具体电路。
[0053]具体地，振荡器电路121可包括:第二电容C7、第一石英晶体振荡器CU、第四电容C9、第二与非门U1、第三与非门U2、第四与非门U3、第三电阻R3。其中，第二与非门Ul的第一输入端连接第二与非门Ul的第二输入端，并通过第二电容C7接地；第三与非门U2的第一输入端连接第三与非门U2的第二输入端和第二与非门Ul的输出端，并通过第三电阻R3连接第二与非门Ul的第一输入端；第四与非门U3的第一输入端连接第四与非门U3的第二输入端和第三与非门U2的输出端；第四与非门U3的输出端通过第一石英晶体振荡器CLl连接第二与非门Ul的第一输入端，并通过第四电容C9接地；第四与非门U3的第一输入端同时作为振荡器电路121的输出端连接十进制计数器U9的时钟引脚CLK。
[0054]具体地，上电复位电路122可包括:第五电容C10、第五与非门U5、第四电阻R4、第五电阻R5。其中，第五与非门U5的第一输入端连接第五与非门U5的第二输入端,并通过第四电阻R4连接辅助电源正极VCC，并通过第五电容ClO接地；第五与非门U5的输出端通过第五电阻R5连接辅助电源正极VCC，并作为上电复位电路122的输出端连接十进制计数器U9的复位引脚RESET和第一或门U8的第一输入端。
[0055]以下详细说明图7所示电路的工作原理:
[0056]上电复位电路122用于在高频信号调制电路12的上电初始阶段使十进制计数器U9的输出引脚QO和D触发器UlO的输出引脚Q的状态复位置零。振荡器电路121为一高频石英晶体振荡器电路，在该电路开始工作后，从第三与非门U2的的输出端输出一闻频方波信号，此高频方波信号作为十进制计数器U9的时钟信号，在十进制计数器U9的输出引脚QO产生一占空比为10%的脉冲信号，此脉冲信号经过第一与非门U4的反相作用，产生一占空比为90%的调制信号并由第一与非门U4的输出端输出。
[0057]反馈控制及脉宽调制电路11的输出端输出的第一脉宽调制信号输入到D触发器UlO的输入引脚D，此第一脉宽调制信号在第一与非门U4输出的调制信号的上升沿被触发，传送到D触发器UlO的输出引脚Q。之后，D触发器UlO的输出信号和第一与非门U4输出的调制信号经过与门U6而产生一调制信号，该调制信号经驱动器Ull后，在驱动器Ull的信号输出引脚G产生第二脉宽调制信号。
[0058]在该电路工作过程中，当第一脉宽调制信号和第一与非门U4输出的调制信号同时为零时，D触发器UlO的置零引脚R的信号可将输出引脚Q提前置零，以避免在第一与非门U4输出的下一调制信号上升沿到来时，因输出引脚Q的延时置零，而在与门U6的输出端产生一无用的窄脉冲。
[0059]如图8A为第一脉宽调制信号PWM、D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的置零引脚R的信号和D触发器UlO的输出引脚Q的信号分别在10μ s的时序不例；如图8Β为第一脉宽调制信号PWM、D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的置零引脚R的信号和D触发器UlO的输出引脚Q的信号分别在20 μ s的时序示例；如图SC为第一脉宽调制信号PWM、D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的置零引脚R的信号和D触发器UlO的输出引脚Q的信号分别在100 μ s的时序不例。
[0060]如图9Α为D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的输出引脚Q的信号、与门U6的输出端的信号分别在10 μ s的时序不例；如图9Β为D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的输出引脚Q的信号、与门U6的输出端的信号分别在20 μ s的时序不例；如图9C为D触发器UlO的时钟输入引脚C的信号、D触发器UlO的输出引脚Q的信号、与门U6的输出端的信号分别在100 μ s的时序不例。
[0061]如图1OA为与门U6的输出端的信号和驱动器Ull的信号输出引脚G的信号分别在10 μ s的时序不例；如图1OB为与门U6的输出端的信号和驱动器Ull的信号输出引脚G的信号分别在100 μ s的时序示例。
[0062]综上所述，本发明提出的Boost变换器在现有拓扑结构基础上，增加辅助谐振网络13，同时，对主开关管Q2采用高频信号和低频信号的组合控制方式。利用辅助谐振网络13的内部谐振，在高频信号的关断时刻，使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，以实现主开关管Q2的零电压关断，同时在高频信号的开通时刻或关断期间，使得主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压下降至零，以实现主开关管Q2的零电压开通，从而可使得主开关管Q2工作在高频完全软开关状态或高频临界完全软开关状态。这样，由于实现了主开关管Q2的零电压开通和零电压关断，因而不存在开通交叉损耗、反向恢复损耗、关断损耗和高频漏极-源极结电容损耗，同时，由于高频信号发生在低频信号的导通期间，低频信号的开关频率很低，主开关管Q2的漏极与源极之间的结电容在截止状态储存的能量极少，可认为主开关管Q2的开通时刻不存在低频结电容损耗，即是说，主开关管Q2的总损耗为主开关管Q2在导通期间的通态损耗、以及主开关管Q2的门极驱动损耗之和，而通态损耗与主开关管Q2的开关频率无关，门极驱动损耗与主电路的电压、电流、功率和磁性元件、二极管参数无关，是极小损耗。因此在实际中，可通过大幅提升主开关管Q2的开关频率来使得磁性元件和EMC滤波器件的尺寸等比例大幅变小，从而使得Boost变换器的体积和重量显著减小，特别适用于便携式电子设备中。
[0063]以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【权利要求】
1.一种Boost变换器，包括主开关管Q2，其特征在于，所述Boost变换器还包括: 辅助谐振网络，所述辅助谐振网络的第一端连接所述主开关管Q2的高电位端，所述主开关管Q2的低电位端连接Boost变换器的参考地； 反馈控制及脉宽调制电路，用于生成并输出第一脉宽调制信号； 高频信号调制电路，所述高频信号调制电路的输入端连接所述反馈控制及脉宽调制电路的输出端，所述高频信号调制电路的输出端连接所述主开关管Q2的控制端，所述高频信号调制电路用于在所述第一脉宽调制信号的高电平期间，生成并向所述主开关管Q2的控制端输出第二脉宽调制信号，利用所述辅助谐振网络的内部谐振，在所述第二脉宽调制信号的关断时刻，使得所述主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压由零开始上升，并在所述第二脉宽调制信号的开通时刻或关断期间，使得所述主开关管Q2的高电位端-低电位端之间的电压下降至零。
2.如权利要求1所述的Boost变换器，其特征在于，所述Boost变换器还包括主储能电感L2、主升压二极管D2、输出滤波电容C3 ； 所述主储能电感L2连接在所述主升压二极管D2的阳极和Boost变换器的直流输入端之间，所述主升压二极管D2的阴极连接Boost变换器的直流输出端，所述输出滤波电容C3连接在所述直流输出端和所述参考地之间，所述辅助谐振网络的第二端连接所述主升压二极管D2的阳极，所述辅助谐振网络的第三端连接所述主升压二极管D2的阴极，所述辅助谐振网络的第四端连接所述参考地，所述反馈控制及脉宽调制电路的第一输入端连接所述直流输出端。
3.如权利要求2所述的Boost变换器，其特征在于，所述Boost变换器还包括:连接在所述直流输入端和所述参考地之间的输入滤波电容C4。
4.如权利要求2所述的Boost变换器，其特征在于，所述Boost变换器还包括:连接在所述主开关管Q2的低电位端和所述参考地之间的电流检测电阻R2，所述电流检测电阻R2与所述参考地连接的一端同时连接所述反馈控制及脉宽调制电路的第二输入端。
5.如权利要求2所述的Boost变换器，其特征在于，所述辅助谐振网络包括:第一辅助谐振电感L3、第二辅助谐振电感L4、第一辅助谐振电容C6、第二辅助谐振电容C5 ； 所述第一辅助谐振电感L3连接在所述主升压二极管D2的阳极和所述主开关管Q2的高电位端之间，所述第一辅助谐振电容C6连接在所述主开关管Q2的高电位端和所述参考地之间，所述第二辅助谐振电感L4和所述第二辅助谐振电容C5串联后并联在所述主开关管Q2的高电位端和所述主升压二极管D2的阴极之间。
6.如权利要求2所述的Boost变换器，其特征在于，所述高频信号调制电路包括:十进制计数器、D触发器、驱动器、第一与非门U4、与门U6、第一或非门U7、第一或门U8、第一电阻R6、第二电阻R7、第一电容C11、振荡器电路、上电复位电路； 所述振荡器电路的输出端连接所述十进制计数器的时钟引脚，所述十进制计数器的电源引脚连接Boost变换器的辅助电源正极和所述第一与非门U4的第一输入端，所述十进制计数器的一个输出引脚连接所述第一与非门U4的第二输入端，所述上电复位电路的输出端连接所述十进制计数器的复位引脚和所述第一或门U8的第一输入端，所述第一或非门U7的第一输入端连接所述第一与非门U4的输出端和所述D触发器的时钟输入引脚，所述第一或非门U7的第二输入端作为所述高频信号调制电路的输入端连接所述反馈控制及脉宽调制电路的输出端和所述D触发器的输入引脚，所述第一或非门U7的输出端连接所述第一或门U8的第二输入端，所述第一或门U8的输出端连接所述D触发器的置零引脚，所述D触发器的输出引脚连接所述与门U6的第一输入端，所述与门U6的第二输入端连接所述第一与非门U4的输出端，所述与门U6的输出端连接所述驱动器的信号输入引脚，所述驱动器的电源引脚连接所述辅助电源正极，并通过所述第一电容Cll接地，所述驱动器的信号输入引脚同时通过所述第一电阻R6接地，所述驱动器的信号输出引脚通过所述第二电阻R7接地，并作为所述高频信号调制电路的输出端连接所述主开关管Q2的控制端。
7.如权利要6所述的Boost变换器，其特征在于，所述振荡器电路包括:第二电容C7、第一石英晶体振荡器CL1、第四电容C9、第二与非门U1、第三与非门U2、第四与非门U3、第三电阻R3 ； 所述第二与非门Ul的第一输入端连接所述第二与非门Ul的第二输入端，并通过所述第二电容C7接地，所述第三与非门U2的第一输入端连接所述第三与非门U2的第二输入端和所述第二与非门Ul的输出端，并通过所述第三电阻R3连接所述第二与非门Ul的第一输入端，所述第四与非门U3的第一输入端连接所述第四与非门U3的第二输入端和所述第三与非门U2的输出端，所述第四与非门U3的输出端通过所述第一石英晶体振荡器CLl连接所述第二与非门Ul的第一输入端，并通过所述第四电容C9接地，所述第四与非门U3的第一输入端同时作为所述振荡器电路的输出端连接所述十进制计数器的时钟引脚。
8.如权利要6所述的Boost变换器，其特征在于，所述上电复位电路包括:第五电容C10、第五与非门U5、第四电阻R4、第五电阻R5 ； 所述第五与非门U5的第一输入端连接所述第五与非门U5的第二输入端，并通过所述第四电阻R4连接所述辅助电源正极，并通过所述第五电容ClO接地，所述第五与非门U5的输出端通过所述第五电阻R5连接所述辅助电源正极，并作为所述上电复位电路的输出端连接所述十进制计数器的复位引脚和所述第一或门U8的第一输入端。
9.如权利要I至8任一项所述的Boost变换器，其特征在于，所述主开关管Q2是N型的MOS管，所述MOS管的漏极为所述主开关管Q2的高电位端，所述MOS管的源极为所述主开关管Q2的低电位端，所述MOS管的栅极为所述主开关管Q2的控制端。
【文档编号】H02M3/155GK103944383SQ201410148895
【公开日】2014年7月23日 申请日期:2014年4月14日 优先权日:2014年4月14日
【发明者】吴智, 王卫江 申请人:深圳市航嘉驰源电气股份有限公司