感应式电力传输装置和系统的制作方法

感应式电力传输装置和系统的制作方法
【专利摘要】本发明涉及感应式电力传输装置和系统。本发明提供感应能量传递所用的电力传输装置。该电力传输装置包括被配置为连接至供给输入电压并且将该供给输入电压转换成工作电压的第一级。该电力传输装置还包括第二级，其中该第二级包括连接至第一级的谐振电路，并且被配置为根据工作电压生成振荡电压，从而生成从电力传输装置向着对象装置的能量的感应传递所用的磁场。控制电路连接至第二级。该控制电路被配置为检测第二级的参数值，并且基于所检测到的参数值来开始或停止谐振电路的放大。
【专利说明】感应式电力传输装置和系统

【技术领域】
[0001] 本发明涉及可以以宽范围的电压进行工作并且能量损耗减少的感应能量传递所 用的电力传输装置。

【背景技术】
[0002] 感应能量传递的原理作为大量应用的技术开发的物理基础而用在多个应用中。图 1示出感应能量传递所用的系统的示意例示。在感应能量传递的情况下的必要元件是松散 耦合导体，其中该松散耦合导体表示基座部或者充电器或者电力传输装置102中的电感器 或磁绕组与移动部104(对象装置）中的电感器或磁绕组的磁耦合。图1(a)示出在基座部 102和移动部104之间传递能量的情况下工作期间的电力传输装置。可以利用该能量来使 得能够实现移动部104的功能。可选地，可以将感应传递的能量缓冲在蓄电池中（对于现 代应用而言大多是Li (锂）离子蓄电池，尽管还可以使用如铅型、NiCd型、NiMh型那样的 其它类型的蓄电池）。如果如图1 (b)所示将移动部104从基座部102移除，则能量传递中 断。然后，利用先前充电得到的内部储能来供给移动部104,或者移动部104保持处于非工 作状态，直到下次与基座部102相接触为止。
[0003] 在将移动部104配置在基座部102的附近的情况下，可以获得基座部和移动部之 间的磁耦合，从而使得能够进行从基座部向着移动部的能量传递。这种感应式充电系统的 最常见示例是使得能够对作为移动部104的牙刷进行非接触充电的电动牙刷。在本上下文 中，使用术语非接触来表示可以在移动部和基座部上的相应电触点各自之间未电连接的情 况下实现能量传递。
[0004] 省略电触点对于不同应用领域内的许多应用而言十分重要。这尤其适用于对电 源和接收器（sink)之间的电连接的机械安装方面的要求高的应用，其中可以通过应用感 应能量传递（IE)来避免技术上复杂的插头和线缆。此外，可以在不会使机械安装因应用 外源性连接器而不必要地变复杂的情况下保护基于IE的技术能量供给系统组件免于环境 影响。此外，在IE的一些应用领域中，鉴于技术可行性而必须避免电连接的使用。例如， 在容易发生爆炸的环境中或者在系统组件在导电性和/或腐蚀性介质中工作期间，依赖于 允许进行非接触能量传递的系统从技术上可能是有利的。此外，IE的使用可以提高装置 以及最终这些装置的电触点暴露至高应力的系统的可靠性。一方面，针对具有转动或可动 部的系统是这样，这是由于基于IE的组件能够避免容易因摩擦而磨损的电刷触点（wiper contact)的使用。另外，IE技术可以有利地用在具有连接器的装置中，否则将不得不针对 多个插头来确定尺寸。
[0005] 图2示出根据相关技术的能够进行感应能量传递的包括充电器和对象装置的系 统的基于谐振式DC-DC转换器的电源部的结构。除此之外，还已知基于变压器的其它转换 器类型（反激式、正激式、CUK、不对称半桥等）。利用开关桥106将输入电压\切成高频 AC (交流）电压。该开关桥106包括半桥或全桥，其中使用半导体开关作为有源组件。将该 开关桥所生成的AC电压应用于松散耦合的变压器110的初级侧。在该变压器的初级侧和 次级侧上设置有示意性示出为谐振电路108和112的无功组件。作为一般规则，在初级侧 集成串联电容，尽管可以设置用于控制初级电路的频率属性的更多无功组件。
[0006] 在次级侧，可以省略附加无功组件的使用，尽管可以采用并联以及串联电路的方 式使用用于对导体的主要电感进行补偿的更多电容。此外，还可以使用附加无功组件来控 制次级线圈的频率特性。
[0007] 在整流电路114的输出侧，次级电流已进行整流。整流电路114可被配置为进行 半波整流或全波整流。整流电路114的组件可以是传统的二极管以及半导体开关（同步整 流）。在可选地可以包括电感的滤波器116的帮助下对整流后的输出电流进行平滑。
[0008] 有鉴于针对消费产品、特别是电子产品的环境可持续解决方案的关注不断增加， 电池充电器的效率在电子消费品的设计中也具有根本的重要性。另外，立法推动了电子装 置的制造商开发表现出降低的电力消耗的电子装置。特别地，降低由于在便携式装置未连 接至电池充电器的情况下或者在因电池已满（无负载状态）因而未对便携式装置进行充电 的情况下发生的损耗所引起的电池充电器的电力消耗，可以大大提高电子产品的效率。
[0009] 另外，随着包括使用IE原理的装置的电子消费品向着世界范围内的不同市场的 不断渗入，对于开发可以无风险地连接至不同的电源线的装置的关注最高。因此，需要开发 可以连接至宽范围的输入电压的电池充电器。


【发明内容】

[0010] 因此，本发明的目的是开发可以以宽范围的输入电压进行工作并且在无负载状态 下表现出降低的电力消耗的感应式电力传输装置。
[0011] 因此，本发明提供一种非接触感应能量传递所用的电力传输装置，其中该电力传 输装置包括：谐振电路，其被配置为使电力传输装置磁耦合至对象装置；以及控制电路。控 制电路可以监视并控制谐振电路，以使得由于在电力传输装置从充电改变为无负载模式的 情况下谐振电路的操作模式的切换所引起的损耗几乎为零。
[0012] 特别地，本发明提供一种用于感应式能量传递的电力传输装置，其中所述电力传 输装置包括：第一级，其被配置为连接至供给输入电压并且将所述供给输入电压转换成工 作电压，该供给输入电压可以是宽范围电压。电力传输装置还包括第二级，其包括连接至所 述第一级的谐振电路，并且所述谐振电路被配置为根据所述工作电压生成振荡电压，从而 生成从所述电力传输装置向着对象装置的能量的感应传递所用的磁场；以及控制电路，其 连接至所述第二级，所述控制电路被配置为检测所述第二级的参数值，并且基于所检测到 的参数值来开始或停止所述谐振电路的放大。
[0013] 在非接触能量传递的情况下，能量传递可以经由空气隙（air gap)发生。可选地， 本发明的电力传输装置还可以通过接触进行工作。特别地，通过将初级线圈和次级线圈之 间的距离缩短为零并且通过在这两者周围加入铁氧体，可以获得从初级线圈向着次级线圈 的耦合系数高的变压器。然而，同样在这种情况下，将存在针对感应能量传递的电隔离。因 此，在接触形式的电力传输装置的情况下，可以在无需空气隙的情况下直接发生能量传递。
[0014] 工作电压可以是DC(直流）电压，以进行永久振荡。可选地，工作电压可以是整流 后的AC正弦波。在第二种情况下，只要与谐振电路电压水平相结合的正弦波（例如，50Hz 的正弦波）低于放大晶体管的最大可接受电压，就可以进行放大和振荡。在该结构中，仍然 使用零电压切换，由此产生低的放大损耗。
[0015] 在本发明的电力传输装置中，控制电路可以将所检测到的参数值与预定义的阈值 进行比较，并且基于比较结果来开始或停止放大。
[0016] 具体地，参数值可以是所述谐振电路两端的平均电压值，以及所述控制电路可以 被配置为如果实际平均电压低于电压阈值，则开始所述谐振电路的放大。
[0017] 可选地，参数值可以是所述谐振电路两端的峰电压值，以及所述控制电路可以感 测峰电压，并且所述控制电路被配置为如果所感测到的峰电压低于电压阈值，则开始所述 谐振电路的放大。
[0018] 在另一替代实现中，参数值可以包括所述谐振电路两端的峰电压值和所述峰电压 值的上升时间，以及所述控制电路可以感测峰电压和所述上升时间，并且所述控制电路被 配置为如果所感测到的峰电压和上升时间在指定时间之后低于电压阈值，则开始所述谐振 电路的放大。
[0019] 在本发明的电力传输装置中，电压阈值可以是先前测量到的参数值，并且所述控 制电路可以被配置为如果实际参数输入大于或小于所述先前测量到的参数值，则开始放 大。
[0020] 在替代实施例中，参数值可以是从所述第一级向着所述第二级输入的输入电流， 并且所述控制电路可以被配置为如果实际感测到的输入电流大于电流阈值，则开始所述谐 振电路的放大。
[0021] 有利地，电流阈值可以是向着所述第二级的先前测量到的输入电流，并且所述控 制电路可以被配置为在实际输入电流大于所述先前测量到的输入电流的情况下，开始所述 谐振电路的放大。的确，在诸如对象装置等的附加负载感应耦合到电力传输装置的情况下， 与仅谐振电路为负载的无负载状态相比，电流上升。可以重复进行电流感测，并且如果电流 值太低，则使放大停止预定义的时间。
[0022] 在本发明的电力传输装置中，第二级还可以包括连接至所述谐振电路的开关元 件，所述开关元件被配置为以开始或停止所述谐振电路的放大的方式进行放大。具体地，开 关元件进行谐振电路内的能量水平的放大，从而开始或停止谐振电路的放大。
[0023] 开关元件可以断开，以停止所述谐振电路的放大，其中在所述开关元件两端的电 压为所述开关/放大元件两端的最小值的情况下接通所述开关/放大元件。另外或可选地， 可以断开所述开关/放大元件以开始所述谐振电路的放大，其中在所述开关元件的输出电 流为预定值的情况下接通所述开关元件。
[0024] 在本发明的电力传输装置中，第一级可以包括调节部，所述调节部被配置为使所 述输入电压减小为预定义的工作直流电压。有利地，调节部可以包括高欧姆Mos-Fet元件。 该选择使得能够减少开关损耗。
[0025] 另外或可选地，所述谐振电路可被设计成包括并联连接的电容器和扼流器。
[0026] 在根据本发明的电力传输装置中，控制电路可以使放大在预定义的断开时间内停 止，并且有利地，断开时间相对于振荡信号的时间段的比率可以以使所述第一级的损耗最 小的方式来选择。断开时间例如可以为500ms的断开时间，并且用于进行检测的接通时间 可以为2ms。根据又一实施例，本发明可以包括一种感应能量传递所用的系统。所述系统包 括如上所述的电力传输装置和对象装置。所述对象装置被配置为磁耦合至所述电力传输装 置以进行从所述电力传输装置向着所述对象装置的能量传递。
[0027] 在优选实施例中，电力传输装置可以感测被传递电力的所述对象装置中的受电线 圈的相对磁场，其中所述相对磁场是经由所检测到的参数值而感测到的。
[0028] 在感应能量传递所用的系统中，受电线圈的磁去耦可以是通过将所述受电线圈电 切换至高欧姆负载、以及/或者通过使所述受电线圈的一个或两个线端电开路以使所述一 个或两个线端从低欧姆负载断开来激活的，其中，所述磁去耦触发电力消耗更少的无负载 模式。
[0029] 另外，由于次级线圈还可以连同初级线圈一起作为一个变压器的一部分，因此本 发明所基于的概念还可用于在利用变压器的常见插头连接的电源中进行电力传递。只要不 存在磁耦合至次级线圈的负载，就可以如具有感应概念那样构建相同的设置，其中在初级 磁场内不存在具有线圈的手持式或对象装置。

【专利附图】

【附图说明】
[0030] 为了更好地理解本发明，将参考附图所示的实施例来说明所述发明。向附图中的 等同部分提供相同的附图符号和相同的组件标记。此外，可以单独考虑不同于所示和所述 的实施例的特定特征或特征的组合，并且根据本发明，这些特定特征或特征的组合可以提 供独立的创造性的解决方案。
[0031] 图1示出根据相关技术的使用感应能量传输的原理的系统的一部分的示意图；
[0032] 图2是示出根据相关技术的使用谐振式DC-DC转换器的感应能量传输所用的系统 的组成的示意图；
[0033] 图3是示出根据本发明实施例的感应式能量传输装置的示意图；
[0034] 图4的（a)?（c)示出用于说明根据本发明实施例的电力传输装置的可能实现的 电路图；
[0035] 图5示出根据本发明实施例的、在刻度为500 μ s/div的情况下在无负载状态且输 入电压为120伏时在谐振电路的两端所检测到的波形；
[0036] 图6是图5所示的相同波形在时间刻度为100ms/div的情况下的标绘图；
[0037] 图7示出根据本发明实施例的、在充电状态且时间刻度为5 μ s/div的情况下针对 120V的输入电压的放大期间的谐振电路两端的波形和相应电流；
[0038] 图8是图7的相同波形和电流在时间刻度为20ms/div的情况下的标绘图；
[0039] 图9是在对象装置的充电期间的输入电压电网（120Vrms)、整流后的输入电压和 供给至谐振电路的中间恒定电压的标绘图；
[0040] 图10示出在无负载状态下所检测到的图9所示的相同参数；以及
[0041] 图11示出集成电路元件MC40B的电路方案。

【具体实施方式】
[0042] 在以下说明中，与开关元件或放大部件的状况相关联地使用的术语永久或永久性 意味着只要验证了导致该状况的条件，开关元件/放大就将无改变地维持其状况。同样，放 大所涉及的术语连续意味着在放大为接通的时间窗口期间对该系统连续放大。
[0043] 本发明是基于开发符合能量消耗方面的最新法规的电子工具的需求。由于上述原 因，本发明是基于感应式电池充电器（常用于手持式工具（对象装置）中的电池的非接触 充电）导致了由于能量损耗所引起的能量消耗增加这一观察。如上所述，这里使用术语非 接触来表示可以在移动部和基座部上的相应电触点各自之间没有电连接的情况下实现能 量传递。尽管在本发明中能量传递可以经由空气隙以非接触方式发生，但本发明的电力传 输装置还可以通过接触工作。特别地，通过将初级线圈和次级线圈之间的距离缩减为零以 及在这两者周围填充铁氧体，可以获得从初级向着次级的耦合系数高的变压器。然而，同样 在这种情况下，将存在针对电感能量传递的电隔离。因此，在接触形式的电力传输装置的情 况下，可以在无需空气隙的情况下直接发生能量传递。即使在以下说明涉及非接触能量传 递的情况下，也应当理解本发明的电力传输装置可以如上所述通过接触工作。
[0044] 主要在充电器的待机（充电器的空载运行）期间发生引起高能量消耗的能量损 失，在充电器未连接至诸如对象装置等的任何负载的情况下，由于电力传输装置的内部损 耗，能量消耗可能仍相当高。这些损耗例如可能是由于用于生成使电力传输装置与对象装 置耦合所使用的磁场的电力传输装置的谐振电路的能量消耗所引起的。另一方面，如果将 馈送至谐振电路的电流设置为低从而降低无负载操作期间的损耗，则造成即使在对象装置 磁耦合至电力传输装置以进行再充电的情况下谐振电路的传输电力也降低。这样使能量传 递的效率下降，导致对电力传输装置和对象装置之间的能量传递产生负面影响。
[0045] 因而，本发明的想法是降低无负载状态下电力传输装置的损耗，其中该无负载状 态意味着在电力传输装置和相应的手持式装置（对象装置）之间不存在磁耦合。这通过向 电力传输装置配备控制电路来获得，其中该控制电路被配置为监视电力传输装置的谐振电 路的参数并且基于所述参数的值来控制谐振电路的放大。具体地，基于所述参数的变化，控 制电路可以检测电力传输装置和对象装置之间的磁耦合的有无。如果检测到这种磁耦合， 则控制电路优选开始谐振电路的永久性的高效零电压开关放大，由此增大无负载和负载状 态下电力传输装置和对象装置之间的能量传递的效率。另一方面，在控制电路检测到电力 传输装置和对象装置之间没有磁耦合的情况下，放大停止，并且仅在短时间内重复开始放 大以检测新的负载状况，从而降低电力传输装置的无负载能量消耗。重复重启的该短时间 例如可以为2ms。
[0046] 此外，本发明是基于诸如感应式电池充电器等的非接触感应能量传递所用的常用 电力传输装置仅可以以特定供给电压进行工作这一观察。因此，具有这种电池充电器的电 动工具的使用局限于提供该电池充电器可以工作的特定电网电压的环境。由于需要针对使 用不同电网电压的市场生产规格不同的电池充电器，因此这对于制造商而言是不利的，由 此导致生产成本增加。
[0047] 因而，本发明的想法是在电力传输装置的第一级实现调节（dimming)电路，其中 该调节电路能够将跨越电网输入电压的整个宽范围的输入电压转换成预定义的中间工作 电压Vdc或中间电压。
[0048] 工作电压可以是DC(直流）电压，以进行永久振荡。可选地，工作电压可以是整流 后的AC正弦波。在第二种情况下，只要与谐振电路电压水平相结合的正弦波（例如，50Hz 的正弦波）低于放大晶体管的最大可接受电压，就可以进行放大和振荡。在该结构中，仍然 使用零电压切换，由此产生低的放大损耗。
[0049] 图3是示出根据本发明的感应式电力传输装置的示意图。电力传输装置200包括 第一级210和第二级220。第一级210包括调节电路（图3中未示出），其中该调节电路被 配置为接收来自电网的交流输入电压作为输入并且将所输入的AC电压转换成预定义的恒 定中间电压。
[0050] 在有利实施例中，第一级的调节电路可以是使用高欧姆Mos-Fet晶体管所实现的 后缘相位调节器。该选择使得能够在第一级210接收跨越输入电压的整个宽范围（可以 为90Vrms?264Vrms)的输入电压。然后，任意这些输入电压将下降为预定义的工作恒定 电压（中间电压）以供给至谐振电路。有利地，可以选择工作电压为例如120Vdc的中间电 压。显然，该工作电压的选择不是限制性的，并且该系统可被设计成谐振电路可以以任何其 它恒定电压进行工作。可以基于可能是开关晶体管的开关元件的工作电压来选择工作电 压，其中该工作电压受开关元件的最大工作电压所限制。具体地，工作电压和振荡电压的峰 的总和不应高于开关元件的工作电压，并且该总和不应高于谐振电路元件的最大电压。另 夕卜，为了具有零电压切换，振荡电压的峰应当使得工作电压和振荡电压的峰之间的差为0V 以下。可以基于上述界限条件来确定工作条件的可用范围。
[0051] 利用诸如高欧姆Mos-Fet、二极管和电阻器等的欧姆非常高的组件来构建调节电 路相对于电子应用中常用的调节器提供了以下优势。具体地，常用的调节器被设计成控制 普通灯泡并且由二极管和三极管构成。这些组件通常需要高的无负载电流以进行工作，由 此导致高的无负载损耗。使用欧姆电阻高的Mos-Fet晶体管来控制输入电压的调节使得能 够从任何AC输入电压开始获得中间恒定电压，同时大幅降低使用常用调节器概念的解决 方案中通常存在的损耗。
[0052] 第二级220进一步连接至控制电路230。第二级220包括谐振电路221，其中在有 利实施例中，可以使用电容器和扼流器的并联连接来实现该谐振电路221。扼流器可以是 包括缠绕磁芯的两个线圈的常用扼流器。这些线圈中的第一个线圈可以作为主电感进行工 作，而第二个线圈可以用于获得控制信号。振荡电路221连接至开关元件222。该开关元 件例如可以是开关晶体管。然而，作为代替，可以使用对控制信号进行切换操作的任何其它 组件。开关元件222由控制电路230以与谐振电路221的振荡同相的方式控制，从而放大 谐振电路221的振荡。具体地，在晶体管两端的电压为最小值、通常约为0伏的情况下，晶 体管接通。在达到零电压之后，晶体管接通。在集电极电流达到预定值的情况下，晶体管断 开。在该时间内，将能量传递至谐振电路从而生成与对象装置24耦合所用的磁场。预定值 可以是控制电路中的专用集成电路（ASIC)组件（图3未示出）内所存储的基准电压。谐 振电路用作利用来自开关晶体管的电流馈送的蓄能元件。仅在短时间内提供电流以增大谐 振电路内的电力水平。由于控制电路监视开关元件222两端的电压，因此可以在切换损耗 为最小值（几乎为〇)的情况下对开关元件222进行操作。通过在短的检测时间段结束时 使放大停止预定义的时间，如果不存在磁耦合负载、从而导致谐振电路内的能量和电压的 快速上升和过冲，则可以降低无负载电力损耗。检测时间段例如可以为2ms。这样，可以显 著降低无负载期间的损耗，同时可以提高能量传递的效率。
[0053] 控制电路230连接至谐振电路220以控制谐振电路220的操作。控制电路230可 以包括检测电路（图3中未示出），其中该检测电路被配置为检测耦合至电力传输装置200 的二次负载（对象装置）的有无。在检测期间，启用谐振电路的放大并且监视谐振电路内 的电压（以及能量）的上升。在无负载状态下，电压飞快地上升为大于放大停止所用的预 定值的水平。在这种情况下，放大停止，并且重启过程开始，这比检测时间长得多。该重启 过程是蓄能元件的放电和充电过程。蓄能元件例如可以是电容器。后面将参考图4来说明 可能的配置。因此，待机/检测模式中的电力消耗降低。
[0054] 另一方面，如果存在手持式或对象装置，则谐振电路内的电压或等效能量的增大 降低。因而，未达到预定值并且将开始继续充电模式。如果控制电路检测到存在负载，则经 由开关元件222的优选可以是永久性的零电压处的放大将供给谐振电路221，从而生成用 于与对象装置240建立磁耦合的磁场。如果未检测到二次负载，则控制电路经由开关元件 222控制谐振电路221从而停止谐振电路221的放大。将放大停止的时间段称为断开时间。 在断开时间内，振荡电压水平由于内部损耗而下降。可以基于谐振电路的放大的OFF(断 开）时间相对于0FF+0N时间（振荡信号的时间段）的比率来调整本发明的电力传输装置 200的电力消耗。该时间例如可以为500ms的断开时间和2ms的接通时间（以供检测）。可 以在检测负载的有无的同时调整参数以使损耗最小。
[0055] 根据有利实施例，可以通过监视谐振电路221的一个或多个参数来执行与电力传 输装置220相连接的诸如对象装置240等的负载的有无的检测。这些参数的变化表示负载 的有无。具体地，可以将测量到的参数与预定义的阈值进行比较。如果测量到的参数大于 或小于所述阈值，则控制电路230检测到存在负载并且控制开关元件从而开始放大。
[0056] 作为示例，可以将谐振电路两端的电压直接或利用附加的磁耦合单独绕组感测到 的电压与电压阈值进行比较。该电压阈值可以是基于电路的设计参数所选择的预定义值或 者可以是先前在谐振电路221的两端测量到的电压值。如果测量到的电压小于电压阈值， 则控制电路230控制开关元件222从而开始谐振电路221的优选为永久性的放大。
[0057] 具体地，在负载耦合至电力传输装置的情况下，在谐振电路221处输出的波形将 衰减。结果，在谐振电路221的两端所检测到的平均电压值与在无负载状态下所检测到的 平均电压值相比将减小。在检测到谐振电路两端的平均电压值或附加绕组的峰水平减小的 情况下，控制电路230将控制开关元件从而开始谐振电路的放大。另一方面，在检测到平均 电压值或峰电压值增加、这意味着电力传输装置正在无负载状态下进行工作的情况下，控 制电路230将控制开关元件222从而停止谐振电路221的放大。
[0058] 更确切地，可以按以下方式执行检测。在开始振荡时，谐振电路221被放大并且谐 振电路221的电压水平上升。每次开关元件221进行切换（零电压切换）时，通过使谐振 电路内的电压水平增加来将附加能量添加至谐振电路并且储存在该谐振电路内。在正对对 象装置240进行再充电的情况下，电力传输装置200和对象装置240中的磁绕组（分别表 示为初级绕组和次级绕组）将磁耦合。在次级线圈与初级线圈磁耦合时，由于次级线圈消 耗谐振电路221内以及传递至谐振电路221的能量的一部分，因此电压的上升速度和水平 将下降。因此，可以作为测量参数的示例的振荡电压水平相对于预定义的阈值将不会过冲。 在这种情况下，该预定义的阈值可以是控制电路230内的集成电路（未示出）的内部电压 调节水平。只要振荡电压水平保持小于该电压调节水平，则放大继续。
[0059] 在未对对象装置240进行再充电的情况下，在对象装置240的次级线圈和电力传 输装置200的线圈之间不存在磁耦合。因此，谐振电路221内的电压上升得更快。这导致 测量参数（在这种情况下为在控制电路230中被感测到延迟的振荡电压水平）相对于预定 义的阈值过冲。放大停止（参见图5,时间A)，直到振荡电压水平下降为预定义的阈值以下 为止。由于1C的使能引脚保持处于所储存的负电压，因此该过冲到大于调节电压导致重新 启动控制电路230内的1C(未示出）。可以在启动时谐振电路内的电压水平上升期间，将负 电压储存在电容元件内。该过冲的持续时间使得谐振电路的寄生消耗元件能够消耗所储存 的能量。另外，在过冲期间所储存的电压下降到低于预定义的阈值，并且再次开始仅一次放 大。可以将该电压储存在1C的引脚处所连接的电容元件中。执行振荡电压水平和所储存 的负电压之间的比较（参见图5,第一个高振荡水平之后的第二次电压上升）。由于振荡电 压水平过低使得不能进行下一放大，因此1C等待该使能并且重新启动。在断开时间内，负 电压被释放以使得在下一启动时该使能能够发生。
[0060] 在特定示例中，需要进行再充电的对象装置可以包括连接至谐振电路221的1脉 冲整流器。在这种对象装置耦合至电力传输装置的情况下，从谐振电路221输出的波形的 一半衰减。该衰减导致谐振电路221两端的平均电压和峰电压值下降。这样，控制电路可 以检测到存在耦合至电力传输装置200的对象装置240。
[0061] 可选地，可以通过监视输入至谐振电路221的电流来进行二次负载（耦合至电力 传输装置的对象装置）的检测。一旦对象装置240磁耦合至谐振电路221的电感，在谐振 电路221的输入处所感测到的电流就增加。在检测模式期间感测到输入至谐振电路221的 电流的增加时，控制电路230将控制开关元件从而优选开始谐振电路的永久性放大。另一 方面，在（与不存在对象装置240和电力传输装置200之间的磁耦合有关的）感测到的电 流减少时，开关元件222将由控制电路230进行控制，从而开始谐振电路221的放大停止的 断开时间。
[0062] 图3还示出包括电力传输装置200和对象装置240的系统。对象装置240被配置 为磁耦合至电力传输装置200以从电力传输装置200向该对象装置传递能量。包括电力传 输装置200和对象装置240的系统可以感测电力应传递至的对象装置240中的受电线圈 (未示出）的相对磁场。可以通过检测如上所述并且如参考图4将详细地论述的参数值的 变化来感测该相对磁场。
[0063] 在感应能量传递所用的系统中，通过将受电线圈电切换为高欧姆负载以及/或者 通过使受电线圈的一个或两个线端电开路以使该一个或两个线端从低欧姆负载断开，来激 活用于触发电力消耗更少的无负载模式的受电线圈的磁去耦。这样，相对磁场被强烈衰减 或者不再可用，并且创建与以下相同的状况：通过将受电线圈放置得远离电力传输装置的 谐振电路的创建磁场的线圈来使该受电线圈去耦，以使得相对磁场也被强烈衰减。
[0064] 图4是说明根据本发明实施例的电力传输装置的可能实现的电路图。利用虚线框 来标识该电路图的与第一级210和第二级220以及控制电路230相对应的部分。第一级 210包括包含二极管D1的1脉冲整流电路。在各整流后的脉冲起始处直接（利用R10和 C2对栅极电容进行充电）接通晶体管T3 (可选地为T2或T6)，并且经由R6、R7、R8和R9来 使该晶体管T3保持为接通。电容器C12经由MOS-Fet T3和其它元件串联连接至电网。在 该时间内，电容器C12的电压以跟随正弦波脉冲电压的方式上升。MOS-Fet T3继续导通，直 到电阻器Rl、R2、R3、R4和R5进行分压后的正弦波电压上升为T1的栅极源极阈值电压以 上。此时，T1变为导通，使T3的栅极-源极电容器放电，并且只要晶体管T1导通，则优选 以永久性方式禁用T3。为了确保晶体管T1将不会再次变为高欧姆（不导电）、由此使（引 起（sin90°?180° )损耗的）晶体管T3在正弦波脉冲下降为0V(sinl80°?360° )以 下之前启用，于是电容器Cl以及C15和C16将正弦波电压水平存储预定时间。该预定时间 为从晶体管T3断开的时间至正弦波下降为0V以下的时间。然而，电压水平下降了足够的 量，以使得可以使用下一正弦波脉冲来再次对电容器C12进行再充电。未完全对电容器进 行再充电的事实使得能够减少损耗。可以附加一起使用电容器C1、C15和C16以及电阻器 R25和晶体管T3的导通电阻（Rds-on)来衰减传导干扰（EMI)。可熔电阻F1以及所包括的 热熔断器确保了在故障的情况下安全停止工作。F10还降低了浪涌能力。
[0065] 电容器C12连接至第二级220的谐振电路221并且将预定义的恒定电压提供至谐 振电路221。具体地，存储在电容器C12中的基准中间电压在无需进行进一步转换的情况下 对第二级220的谐振电路进行供电。在图4所示的特定设计中，谐振电路221包括电容器 C4与包括缠绕芯（未示出）的线圈L1和L2的绕组的并联连接。在图4所述的实现中，经 由二极管D3连接至谐振电路221的晶体管T5具有开关/放大元件222的功能。仅在晶体 管T5接通的时间内才利用电容器C12对并联谐振电路221进行供电。仅在该时间内，电流 将从电容器C12经由谐振电路221和晶体管T5流入接地端。在控制电路检测到通过对存 储在电容器C12中的电压和谐振电路两端的电压进行求和所获得的电压小于或等于零的 情况下，接通晶体管T5。可以通过监视晶体管T5两端的电压值来检测到该状态。利用在图 4中由ASIC MC40B表示的检测电路231来进行该检测。本领域技术人员应当清楚，尽管在 图4的电路中利用ASIC 231来实现控制电路，但还可以使用其它解决方案，只要这些解决 方案被配置为执行本发明的检测即可。
[0066] 更确切地，在作为中间预定电压并且可以选择成约为120伏的电容器C12中的电 压与谐振电路电压的总和为零或以下的情况下，在晶体管T5的两端（或可选地通过感测磁 耦合的L2的电压）测量到的电压变为等于或小于零。这样，控制电路可以检测T5两端的 电压何时低于或等于零，由此可以在该电压为零或以下的情况下接通晶体管T5。上述切换 定时使得能够无损耗地控制晶体管T5并由此无损耗地控制谐振电路。换句话说，进行晶体 管T5的零电压切换以控制谐振电路提供了大大减少晶体管的切换损耗的优点。
[0067] 可以参考图7和8来理解零电压切换。具体地，这些图利用不同的缩放系数示出 与谐振电路电压TP2?TP14(通道3)和流经D4(T5)的电流（通道4)有关的信号。通过 这些图，可以理解零电压切换的工作原理以及零切换检测的工作原理。
[0068] 在L2处，在正负峰值中感测谐振电路的电压。正脉冲依次由二极管D7低欧姆整 流，随后由二极管D11高欧姆整流。然后，负脉冲由二极管D10低欧姆整流。二极管D7对 1C 231进行供电并且测量谐振电路内的峰电压水平。还使用与D7有关的信号来检测无负 载状态下的过冲。使用二极管D11来定义零电压切换的定时。一旦1C 231 (检测电路）的 引脚D变为正、并且Vp为调节电压以下，则1C 231启动晶体管T5以开始放大。D引脚电压 是电容器C8中所储存的负电压和经由二极管D11进行整流后的正电压的总和。上述结构 是以在晶体管T5处的电压低于0V时立即达到1C 231的启动状态的方式设置的。因此，不 是直接而是间接测量该电压。这样，振荡处理也可以在第一次放大不够强而在晶体管T5处 达不到0V的情况下开始，这将导致使放大停止。将引脚D处的正信号存储在作为检测电路 的示例的1C或ASIC 231的内部。因而，需要施加该正信号一次以启动D引脚并且在一次 放大过程之后进行重置。这样，可以启动D引脚，并且在VP引脚处所检测到的信号下降为 调节水平以下之后，接通晶体管T5。
[0069] 在图4所示的实现中，可以通过将从谐振电路输出的正弦波的平均或峰电压值与 1C的电压阈值进行比较来检测零切换点。如果实际的平均或峰电压值低于阈值，则诸如要 进行再充电的对象装置等的负载连接至充电器。在该结构中，电力传输装置正对对象装置 的电池进行充电，并且需要对谐振电路进行放大从而提高能量传输的效率（零电压切换）。 可选地，可以通过将平均或峰值与先前检测到的值进行比较来进行检测。图7和8示出从 谐振电路221输出的放大波形的示例。
[0070] 如参考图3已经一般说明的，控制电路230连接至谐振电路221以控制谐振电路 221的操作。检测电路（ASIC) 231被配置为检测耦合至电力传输装置200的二次负载（对 象装置）的有无。在检测期间，启用谐振电路的放大并且监视谐振电路内的电压（以及能 量）的上升。在无负载状态下，电压飞快地上升为放大停止的预定值以上的水平。在这种 情况下，放大停止并且重启过程开始，这比检测时间长得多。该重启过程是蓄能元件的放电 /充电过程。在所示电路中，利用1C 231的引脚Vp对电容器C5(或可选地C6)进行放电， 并且在达到欠压锁定水平之后，1C将该引脚设置为高欧姆。因此，电阻器R13能够对利用 中间电压供电的电容器进行再充电，直到该电容器达到1C的启动水平为止，并且再次开始 检测。
[0071] 以下将参考图4的电路图来说明控制电路230对开关晶体管T5的控制。在振荡开 始时，谐振电路被放大并且谐振电路的电压水平上升。每次晶体管T5切换（零电压切换） 时，通过使谐振电路内的电压水平上升来向将附加能量添加至谐振电路并且储存在该谐振 电路内。最初，在该电压水平达到零电压之前，晶体管T5还可以以最小幅度进行切换。利用 与电阻器R12并联连接的分流电阻器R11来调整馈送至谐振电路的能量的多少。在正对对 象装置进行再充电的情况下，电力传输装置中的磁绕组L1、L2(初级线圈）将磁耦合至对象 装置（次级线圈）中的磁绕组。在次级线圈磁耦合至初级线圈时，由于次级线圈消耗传递 至谐振电路的能量的一部分，因此电压水平的上升速度以及由此得到的电压的峰水平将下 降。在这种情况下，可作为测量参数的示例的振荡电压水平相对于检测电路231 MC40B(还 参见图11)的引脚VP(引脚1)处测量到的电压水平将不会过冲。在本实施例中，所述电压 水平（电压调节水平）定义该预定义的阈值。只要振荡电压水平保持为小于在引脚VP处 测量到的电压调节水平，则放大继续。在振荡电压水平为大于引脚VP处的调节电压水平的 情况下，放大停止，直到振荡电压水平下降为小于引脚VP处的调节电压水平为止。在未对 对象装置进行再充电以及连接有手持式装置然后相对于LI、L2去除磁耦合的情况下，在对 象装置中的次级线圈和电力传输装置中的初级线圈LI、L2之间不存在磁耦合。因此，谐振 电路内的电压上升得更快并且上升为更高水平。引脚VP上的电压调节水平被控制电路230 内的RC电路元件延迟，其中，RC电路元件包括电阻器R18和与电容器C5(或者可选为C6) 连接的R19的串联连接。因此，谐振电路的电压在放大停止（参见图5,时间A)之前上升 为调节水平以上。这样，在引脚VP处的电压水平导致放大停止之前，电压上升为电压调节 水平以上。这样，振荡电压相对于引脚VP处的电压调节水平上升了如下量，其中该量导致 1C或ASIC 231 (MC40B)在足够长以使得谐振电路的寄生消耗元件消耗所储存的能量的时 间内停止放大。结果，电压下降为低水平并且再次开始仅一次放大。在图5中可以看出该 行为，其中可以识别出时间A之后的一个电流峰。
[0072] 这样，控制电路230可以使放大停止预定义的断开时间，并且可以有利地选择断 开时间相对于振荡信号的时间段的比率从而使第一级的损耗最小。断开时间例如可以是 500ms的断开时间，并且用于进行检测的接通时间例如可以是2ms。这可以通过在启动放大 检测时间期间未检测到负载的情况下触发1C 231的重新启动来实现。如以上已经说明的， 例如可以将该重新启动时间设置为500ms。参考图4的电路方案，利用包括电阻器R13和电 容器C5(可选为C6)的RC元件以及中间电压来设置重新启动时间。在重新启动期间，电容 器C5(C6)由IC231进行放电，并且在达到IC231的引脚Vp的锁定水平之后由电阻器R13 进行再充电。
[0073] 上述检测处理还使得能够实现电池满模式或者具有与断开的对象装置所获得的 电力消耗相同的低电力消耗的相似模式。由于使用磁性相反的场来开始或停止放大，因此 仅需使对象装置内的线圈从其蓄电池和/或负载电断开。绕组端断开的线圈将不再能够创 建任何相对场，因此对于LI、L2而言是磁性不可见的。这导致如使对象装置离开基座/充 电站那样的相同行为。
[0074] 由于电容器C8上所储存的偏移为负、并且与该负偏移进行叠加的一个脉冲没有 高到足以使能MC40B的引脚D，因此MC40B将不会在引脚D接收到任何进一步的使能信号。 结果，MC40B将仅再一次切换晶体管T5。结果，MC40B继续等待使能信号并且消耗来自电容 器C5的能量，直到MC40B的引脚VP处的电压变为欠压锁定以下并且在引脚VP上变为高欧 姆。如图11所示，欠压锁定例如可以为6V。此时，电容器C5处的电压再次利用电阻器R13 来增加电力直到达到启动电压水平为止。如图11所示，该启动电压水平例如可以是20V。 在该时间（锁定和重启）内，利用二极管D10、绕组L2+L2-和电阻器R26的串联连接来对电 容器C8进行放电。因此，在重启时，一个脉冲能够在MC40B的引脚D上达到正水平，由此使 得能够实现持续放大。图11示意性示出与ASICMC40B以及引脚VP、D和B的连接有关的内 部结构。
[0075] 在图4的图中，诸如晶体管T2、T6和电容器C3、C9、C13等的虚线元件表示替代配 置。更确切地，在第一级210的替代实现中，可以在指示位置中使用虚线的晶体管T2代替 晶体管T3。同样，控制电路230中的电容器C6、二极管D5、D6、D13、D9、D14、D12、D2和D8 以及电阻器R17也意在示出控制电路的实现所用的替代性设计解决方案/设置。
[0076] 图5示出在刻度为500 μ s/div的情况下、在无负载状态且输入电压为120伏时在 谐振电路（TP2?TP14)处所检测到的波形。根据图5的标绘图，可以理解如何进行负载/ 无负载状态的检测。在激活谐振电路221的放大（?*时间段）之后，谐振电路开始振荡并 且检测到该标绘图的上部的波形（深灰色信号）。如通过波形可以看出，未检测到（诸如该 波形的负半侧或正半侧等的）该波形的某侧的衰减。因此，控制电路所测量到的峰电压值 相对于阈值基准电压未改变。因而，控制电路230检测到无负载状态并且停止放大。在放 大的接通时间（标绘图中利用字母A表示的T w时间段）内，由于不存在因负载所引起的衰 减，因此谐振电路221内的能量增加。在利用控制电路230停止放大的情况下，电容器C4 的电压再次快速下降。浅灰色信号表示在放大时间内流经开关晶体管T5的电流。
[0077] 图6示出在时间刻度为lOOms/div的情况下图5所示的相同波形的标绘图。该标 绘图示出检测模式期间的断开和接通。图5示出短的检测时间段，并且在图6中可以看出 检测和省电重启时间的比率。由于标绘图的时间刻度较大，因此图6使得能够理解谐振电 路的放大周期。表示谐振电路未被放大的时间段。图6所标绘的波形的峰表示放大断 开的时间段。在时间内，由于没有附加电流经由晶体管T5流向谐振电路，因此电流消耗 明确减少。如根据该图可以推导出，在无负载状态下，在电力传输装置的整个工作周期内， TQFF时间比Tw时间长得多。
[0078] 图7示出在充电状态且时间刻度为5μ s/div的情况下、在放大期间谐振电路 (TP2?TP14)的波形以及针对120V的输入电压的流经D4(D5)的相应电流。在该标绘图 内，在电压已从负上升为0V的时刻，可以看出零电压切换。此时，该电压在用于对谐振电路 进行再充电的短时间段内保持处于0V。在标绘图中将该波形表示为构成谐振电路的电容器 C4到接地端（GND)的电压振荡。根据图7的波形，可以看出晶体管T5所进行的放大。具体 地，波形以120伏的DC偏移进行振荡。在电容器C4和中间电压（工作电压）的总和电压 为GND以下的情况下，晶体管T5处于零电压因此将接通。该晶体管进入导通状态，直到电 压上升为GND水平以上为止。在上升为GND水平以上之后，在短时间内，附加电流流向谐振 电路，由此实现谐振电路的放大。通过经由电阻器R11和R12处的电压降感测电流来调节 放大的水平。IC231的B引脚对晶体管T5进行开关，而且还感测施加于该引脚的电压。减 去了晶体管的基极-发射极电压的该电压相对于电流呈线性，并且该电压与一旦达到则将 强制使驱动级切换为断开的1C内部阈值进行比较。
[0079] 图7所标绘的信号是在线圈的向着GND(TP14)的绕组L1-(TP2)上测量到的，但检 测是横跨初级线圈的绕组L2来进行的。然而，由于初级线圈和次级线圈磁耦合，因此绕组 L1和L2上的信号相同。
[0080] 图8示出图7所示的相同波形和在不同的时间刻度处所获取到的流经开关晶体管 T5的相应电流。在时间刻度为2ms/div的情况下标绘该波形以示出充电模式期间的永久性 振荡。因而，根据该图，可以看出在电力传输装置200的永久性操作期间从谐振电路输出的 信号的演变。
[0081] 图9示出在负载状态下调节电路210在输入电压为120Vrms时的操作。浅灰色波 形示出来自电网的输入电压。深灰色波形示出用于生成电容器C12中所储存的预定义的中 间工作电压的一个脉冲整流后的信号。利用深色线示出电容器C12内的电荷的时间演变。 在负载状态下，使电容器C12内的电荷放电以向谐振电路馈电。在电容器C12内的电压达 到最小值的情况下，利用在短时间内流经晶体管T3的电流来对电容器C12进行再充电。
[0082] 图10示出在无负载的情况下调节电路210在输入电压为120Vrms时的操作。如 参考图9已经说明的，浅灰色波形示出来自电网的输入电压。深灰色波形示出用于生成电 容器C12中所储存的预定义的中间工作电压的一个脉冲整流后的信号。利用深色线示出电 容器C12内的电荷的时间演变。在这种情况下，由于没有负载耦合至电力传输装置200,因 此未使电容器C12周期性地放电，因此不存在用于对电容器C12进行再充电的周期性电流。
[0083] 图11示出在控制电路230中作为检测电路231所实现的ASIC元件MC40B231的 电路方案。ASIC231的引脚VP连接至电容器C5。MC40B的引脚D在高欧姆阻抗上经由二 极管D11 (或可选地D6)和D15以及电阻器R14、R16和R15接收来自绕组L2的正弦半波。 如前面已经说明的，在ASIC 231的内部存在几个固定基准电压。经由ASIC MC40B的驱动 器输出引脚B来感测晶体管T5的集电极电流。检测电路231包括恒流推挽电路2311。在 使用恒流推挽电路2311接通开关晶体管T5的情况下，ASIC的输出引脚处的电压是晶体管 T5的基极-发射极电压与电阻器R11和R12的电压降的总和。谐振电路的再充电电流流经 这些电阻器并且生成电压。该电压是在引脚B处测量到的电压并且可以为4. IV。在引脚B 处所测量到的电压强制使恒流推挽电路2311断开从而停止放大。
[0084] 总之，本发明提供符合能量消耗方面的最新法规并且可以用于宽范围的供给输入 电压的电力传输装置。具体地，本发明使得能够降低电力传输装置在无负载状态以及例如 电池满模式条件那样的其它模式下的损耗。这通过向电力传输装置配备控制电路来获得， 其中该控制电路被配置为监视电力传输装置的谐振电路的参数，并且基于所述参数的值来 控制谐振电路的放大。具体地，基于所述参数的变化，控制电路可以检测电力传输装置和对 象装置之间的磁耦合的有无。如果检测到这种磁耦合，则控制电路开始谐振电路的连续放 大，由此提高电力传输装置和对象装置之间的能量传递效率。另外，该效率通过零电压切换 甚至进一步提高。另一方面，在控制电路未检测到电力传输装置和对象装置之间的磁耦合 的情况下，停止放大从而降低电力传输装置的无负载能量消耗。
【权利要求】
1. 一种用于感应式能量传递的电力传输装置（200)，其中所述电力传输装置（200)包 括： 第一级（210)，其被配置为连接至供给输入电压并且将所述供给输入电压转换成工作 电压； 第二级（220)，其包括连接至所述第一级的谐振电路（221)，并且所述谐振电路被配 置为根据所述工作电压生成振荡电压，从而生成从所述电力传输装置（200)向着对象装置 (240)的能量的感应传递所用的磁场；以及 控制电路（230)，其连接至所述第二级（220)，所述控制电路被配置为检测所述第二级 (220) 的参数值，并且基于所检测到的参数值来开始或停止所述谐振电路（221)的放大。
2. 根据权利要求1所述的电力传输装置（200)，其中，所述控制电路（230)将所检测到 的参数值与预定义的阈值进行比较，并且基于比较结果来开始或停止放大。
3. 根据权利要求1或2所述的电力传输装置（200)，其中，所述参数值是所述谐振电路 (221) 两端的平均电压值，以及所述控制电路（230)被配置为如果实际平均电压低于电压 阈值，则开始所述谐振电路（221)的放大。
4. 根据权利要求1或2所述的电力传输装置（200)，其中，所述参数值是所述谐振电路 (221)两端的峰电压的值，以及所述控制电路（230)感测所述峰电压，并且所述控制电路被 配置为如果所感测到的峰电压低于电压阈值，则开始所述谐振电路（221)的放大。
5. 根据权利要求1或2所述的电力传输装置（200)，其中，所述参数值包括所述谐振电 路（221)两端的峰电压的值和所述峰电压的值的上升时间，以及所述控制电路（230)感测 所述峰电压和所述上升时间，并且所述控制电路被配置为如果所感测到的峰电压和上升时 间在指定时间之后低于电压阈值，则开始所述谐振电路（221)的放大。
6. 根据权利要求3至5中任一项所述的电力传输装置（200)，其中，所述电压阈值是先 前测量到的参数值，并且所述控制电路被配置为如果实际参数输入大于或小于所述先前测 量到的参数值，则开始放大。
7. 根据权利要求1或2所述的电力传输装置（200)，其中，所述参数值是从所述第一级 (210)向着所述第二级（220)输入的输入电流，并且所述控制电路（230)被配置为如果实际 感测到的输入电流大于电流阈值，则开始所述谐振电路的放大。
8. 根据权利要求7所述的电力传输装置（200)，其中，所述电流阈值是向着所述第二级 (220)的先前测量到的输入电流，并且所述控制电路（230)被配置为在实际输入电流大于 所述先前测量到的输入电流的情况下，开始所述谐振电路（221)的放大。
9. 根据权利要求1至8中任一项所述的电力传输装置（200)，其中，所述第二级（220) 还包括连接至所述谐振电路（221)的开关元件（222)，所述开关元件（222)被配置为进行放 大以开始或停止所述谐振电路（221)的放大。
10. 根据权利要求9所述的电力传输装置（200)，其中，所述开关元件（222)断开，以停 止所述谐振电路（221)的放大。
11. 根据权利要求9或10所述的电力传输装置（200)，其中，放大和/或开关元件（222) 接通，以开始所述谐振电路的放大。
12. 根据权利要求1至11中任一项所述的电力传输装置（200)，其中，所述第一级 (210)包括调节部，所述调节部被配置为使所述输入电压增减为预定义的工作直流电压。
13. 根据权利要求12所述的电力传输装置（200)，其中，所述调节部包括高欧姆金属氧 化物半导体场效应晶体管元件即Mos-Fet元件，并且/或者所述谐振电路（221)包括并联 或串联连接的电容器和扼流器。
14. 根据权利要求1至13中任一项所述的电力传输装置（200)，其中，所述控制电路 (230)使放大在预定义的断开时间内停止，其中所述断开时间相对于振荡信号的时间段的 比率以使所述第一级的损耗最小的方式来选择。
15. -种用于感应式能量传递的系统，所述系统包括： 根据权利要求1至14中任一项所述的电力传输装置（200);以及 对象装置（240)，其被配置为磁耦合至所述电力传输装置（200)，以进行从所述电力传 输装置向着所述对象装置的能量传递。
16. 根据权利要求15所述的用于感应式能量传递的系统，其中，所述电力传输装置 (200)感测被传递电力的所述对象装置（240)中的受电线圈的相对磁场，其中所述相对磁 场是经由所检测到的参数值而感测到的。
17. 根据权利要求16所述的用于感应式能量传递的系统，其中，所述受电线圈的磁去 耦是通过将所述受电线圈电切换至高欧姆负载、以及/或者通过使所述受电线圈的一个或 两个线端电开路以使所述一个或两个线端从低欧姆负载断开来激活的，其中，所述磁去耦 触发电力消耗更少的无负载模式。
【文档编号】H02J17/00GK104218684SQ201410232015
【公开日】2014年12月17日 申请日期:2014年5月28日 优先权日:2013年5月28日
【发明者】T·庞姆伯 申请人:弗里沃制造有限公司