一种两级串联dc-dc变换器的制造方法
【专利摘要】本发明涉及集成电路设计领域，具体的说涉及一种由Buck和LDO构成的两级串联DC-DC变换器。本发明提出一种Buck输出电压可变的两级串联DC-DC变换器，Buck输出电压可以根据负载电流进行自适应调节，始终让LDO的调整管MP工作在饱和区和线性区边界，最大限制减小了LDO的损耗，整个变换器效率得以提高，尤其是轻载效率提升明显。本发明尤其适用于DC-DC变换器。
【专利说明】一种两级串联DC-DC变换器
【技术领域】
[0001] 本发明属于集成电路设计领域，具体的说涉及一种由Buck和LD0(低压差线性稳 压器）构成的两级串联DC-DC变换器。
【背景技术】
[0002] 在供电系统中，Buck和LD0通常用于负载端（P0L)供电，负责将前端AC-DC输出 电压或电池电压转换为负载需要的工作电压。为了兼顾效率和噪声，负载端供电一般采用 Buck串联LD0的两级DC-DC变换器方案，先将输入电压降到一个中间电压，再用LD0将这个 中间电压转化为负载所需要的工作电压。前级Buck具有很高的变换效率，后级LD0可以减 小前级Buck的输出噪声为负载提供低噪声的电源。
[0003] 传统的两级串联变换器如图1所示，Buck将输入电压VDD降压至VBudt，再由LD0将 VBudt电压降至负载所需电压V^，LD0的输入输出电压之差为V_P，V_P的大小决定了 LD0 的损耗。为了提高效率，需尽量减小V_P，但V_P不能减得太小，否则将造成LD0调整率下 降，输出电压将低于V KEF。除此之外，为了提高LD0的PSR以减小LD0输出噪声，需要增 大LD0调整管MP的漏源输出电阻，要求MP工作在饱和区，需要V_ P大于或等于MP过驱动 电压。当负载电流较大时，MP的过驱动电压增大，V_P需要相应增大。在图1所示的传统 的方法中，Buck输出电压是固定值，按最恶劣条件设计，V_ P需要大于或等于负载电流最大 时MP的过驱动电压。当负载较轻时，LD0的输入输出电压差并没有减小，仍然为最大负载 电流下的较大V_ P，不利于减小LD0上的损耗，也不利于整个两级串联变换器效率的提高。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的，就是针对上述传统电路存在的问题，提出一种两级串联DC-DC变 换器。
[0005] 本发明的技术方案是，一种两级串联DC-DC变换器，该变换器由串联的BUCK电路 和低压差线性稳压器构成；所述低压差线性稳压器由PM0S管MP、误差放大器、电阻R0、电容 C0构成；其中，MP的源极接BUCK电路的输出端，其栅极接误差放大器的输出端，其漏极接误 差放大器的同相输入端，其漏极还通过电容C0后接地；电容C0和电阻R0并联；误差放大器 的反相输入端接基准电压Vref;其特征在于，还包括栅极电压控制电路；所述栅极电压控 制电路的输入端接基准电压Vref，其输出端接BUCK电路控制器的正输入端；BUCK电路控制 器的负输入端接MP的栅极；
[0006] 所述栅极电压控制电路由运算放大器，NM0S管MN1、MN2、MN3, PM0S管MP1、MP2,电 阻Rl、R2和电流源构成；其中，丽1的漏极接电源，其栅极接运算放大器的输出端，其源极 通过R1后接丽2的漏极；运算放大器的同相输入端接基准电压Vref，其反相输入端接丽1 源极与R1的连接点；R1与丽2漏极的连接点为栅极电压控制电路的输出端；丽2的栅极接 MN3的栅极，其源极接地；MN3的源极接地，其栅极与漏极互连，其漏极接MP1的漏极；MP1的 源极通过R2接电源；MP2的源极接电源，其栅极接MP1源极与R2的连接点，其漏极通过电 流源后接地；MP2漏极与电流源的连接点接MP1的栅极。
[0007] 本发明总的技术方案，如图2所示，Buck变换器不再对输出电压VBudt进行直接反 馈调节，而是通过控制LD0调整管MP的栅级电压V eATE间接调节VBudt。将VeATE电压反馈到 Buck控制器的负输入端，控制电压Vi接Buck控制器正输入端。整个变换器控制环路的 反馈机制如下：在一定的负载电流下，如果Buck变换器输出电压V Budt偏高，LD0调整管的栅 极信号VeATE也会偏高并使得VeATE>V em，Buck控制器会减小Buck占空比使VBuek减小，为了保 持MP的栅源电压绝对值| VesP|不变（维持负载电流），V_会随之减小，当VeATE = VCT&时 达到稳态。通过设置电压可以控制稳态下MP的栅级电压VeATE，最终Buck的输出电压 为 ΥβικΛ - V(：ATE+ I V(：SP I - VcTKL+ I V(：SP I。
[0008] 如图2所示，VCT%通过栅级电压控制模块产生，栅级电压控制模块将LDO的基准 电压VKEF与LD0调整管MP的阈值电压的绝对值| VTHP|相减后作为控制电压，即= VKEF-1VTHPI，则 VBuc；k = 1 Vesp I = VKEF+ (I Vesp 卜1 ντΗΡ I)，LD0 的输出电压为 VKEF，则 LD0 的输 入输出电压差V_p = I vesP I -1 vTHP I，I vesP I -1 vTHP I为MP的过驱动电压，MP恰好工作在饱和区 和线性区边界。
[0009] 本发明的有益效果为，由于LD0调整管MP始终工作在临界饱和状态，LD0的环路增 益不会明显下降，可以具有较高的调整率保证良好的输出电压精度，同时MP的漏源输出电 阻不会因为进入线性区而明显减小，LD0的PSR可以设计得很高来有效滤除Buck噪声，另 一方面，无论负载电流多大，调整管MP上的损耗都得到尽可能减小，在轻负载下，由于V_ P 显著减小，LD0的效率得到显著提高，整个串联变换器的效率得以优化。
【专利附图】
【附图说明】
[0010] 图1为传统两级串联DC-DC变换器示意图；
[0011] 图2为本发明两级串联DC-DC变换器示意图；
[0012] 图3为本发明栅极电压控制模块原理图；
[0013] 图4为本发明LD0输入输出电压差随负载电流变化示意图；
[0014] 图5为本发明LD0调整管MP的转移特性曲线。
【具体实施方式】
[0015] 下面结合附图对本发明的【具体实施方式】进行描述
[0016] 本发明提出一种Buck输出电压可变的两级串联DC-DC变换器，Buck输出电压可 以根据负载电流进行自适应调节，始终让LD0的调整管MP工作在饱和区和线性区边界，最 大限制减小了 LD0的损耗，整个变换器效率得以提高，尤其是轻载效率提升明显
[0017] 本发明两级串联DC-DC变换器如图2所示，整体包含Buck、LD0和栅极电压控制模 块三个部分，其中Buck和LD0与图1所示传统结构中的Buck和LD0相同，包括控制器、开关 电路和反馈环路；栅极电压控制模块用于产生V CT%电压，VCT%决定了 LD0调整管MP的栅极 电压VeATE。根据图2所示，栅极电压控制模块的输入接基准电压VKEF，其输出V CT%接Buck控 制器的正输入端（" + "端），Buck控制器的负输入端（端）接LD0调整管的栅极VCATE。 Buck输出电压VBuek接LD0调整管MP的源极。MP的漏极接整个变换器的输出VQUT，输出电容 CQ和负载电阻％接和地Vss之间。VOT被反馈到误差放大器EA的正输入端，EA的负输 入端接基准电压VKEF，EA的输出接MP的栅极。
[0018] 本发明中栅极电压控制模块设计如图3所示，为了获取LD0调整管MP的阈值电压 VTHPI，将MP中的一个单元复制出来作为MP2 (MP由N个MP2并联而成），MP2的阈值电压与 MP相同。R1与R2是阻值都为R的两个电阻，U1为理想运放。根据图3，U1的正输入端接基 准电压VKEF，U1负输入端接丽1的源极Vx，U1的输出接丽1的栅极，丽1的漏极接电源V DD。 电阻R1正端接丽1管的源极￥)(，负端接栅极电压控制模块的输出Vem。丽2管的栅极接丽3 管栅极和漏极，MN2管的漏极接V em，MN2和MN3管的源极接地Vss。MP1的漏极接MN3管的 漏极和栅极，MP1的源极接MP2的栅极V z，MP1的栅极接MP2的漏极VY，MP2的源极接电源 VDD。电阻R2接在MP1的源极与VDD之间。电流源IVTH接在MP2的漏极V Y与Vss之间。
[0019] 根据图3所示，栅极电压控制模块中存在两个负反馈环路，第一个负反馈环路由 理想运放U1、丽1管和丽1的源极负载（R1和丽2)构成，第二个负反馈环路由电流源IVTHP、 MP2管、MP1管和电阻R2构成，其中Rl、R2的电阻值相等：R1 = R2 = R。对于第一个负反 馈环路，理想运放U1控制丽1的电流对丽1管的源极电压Vx进行调节，使得Vx = VKEF。对 于第二个负反馈环路，电流源IVTHP从MP2管漏极VY拉取电流，为了使MP2的电流与I VTHP相 匹配，用MP1管和R2对MP2的栅级电压Vz进行调节，当MP2不足以提供电流源I VTHP的电流 时，VY电压被拉低，MP1管电流增大，Vz电压减小并使得MP2管电流增大，最终MP2的电流与 IVTHP匹配。通过调节电流IVTHP可以调节Vz，设置合适的I VTHP使MP2管工作在线性区与饱和 区边界，Vz = VDD-1VTHP |，则R2上的压降为| VTHP |，流过R2的电流12 = | VTHP | /R。由MN2和 丽3构成的电流镜将12电流按1:1镜像为电流Ip L电流流过R1并产生|VTHP|的压降，最 终栅极控制电压 = vx-1 vTHP | = vKEF-1 vTHP |。
[0020] 本发明通过设置 vcm = vKEF-1 vTHP I 将 Buck 输出电压控制为 VKEF+ (I vesp I -1 VTHPI)， 当负载电流变化时，Buck输出电压自适应调整，使LDO输入输入电压差V_P始终保持为 VesP|-|VTHP|，当负载电流减小时，V_P减小，LD0损耗减小，当负载电流小于最大负载电流 时，采用本发明的结构可以实现比传统结构更高的效率。图4具体说明了本发明LD0输入 输出电压差随负载电流的变化，其中图4给出了 VBudt随负载电流1_的变化情况，可以看 至IJ，当负载电流Iumd从I减小到1/4时，VBudt降低，LD0的输入输出电压差V_ P从V_P1减小 到V_P2。图5给出LD0调整管MP的转移特性曲线，由于MP工作在临界饱和状态，根据平方 律公式，MP的电流I D (| Vesp H VTHP |)2 = V_P2，可以得到V_P2 = V_P1/2。通过自适应减 小VBuek，LD0调整管MP上的损耗相比传统结构减小了 50%。当负载电流变化范围增大时， 本发明结构相对传统结构的效率提升效果将更加明显。
【权利要求】
1. 一种两级串联DC-DC变换器，该变换器由串联的BUCK电路和低压差线性稳压器构 成；所述低压差线性稳压器由PMOS管MP、误差放大器、电阻R0、电容C0构成；其中，MP的源 极接BUCK电路的输出端，其栅极接误差放大器的输出端，其漏极接误差放大器的同相输入 端，其漏极还通过电容C0后接地；电容C0和电阻R0并联；误差放大器的反相输入端接基准 电压Vref;其特征在于，还包括栅极电压控制电路；所述栅极电压控制电路的输入端接基 准电压Vref，其输出端接BUCK电路的正输入端；BUCK电路的负输入端接MP的栅极； 所述栅极电压控制电路由运算放大器，NMOS管MN1、MN2、MN3, PMOS管MP1、MP2,电阻 Rl、R2和电流源构成；其中，MN1的漏极接电源，其栅极接运算放大器的输出端，其源极通过 R1后接MN2的漏极；运算放大器的同相输入端接基准电压Vref，其反相输入端接MN1源极 与R1的连接点；R1与丽2漏极的连接点为栅极电压控制电路的输出端；丽2的栅极接丽3 的栅极，其源极接地；丽3的源极接地，其栅极与漏极互连，其漏极接MP1的漏极；MP1的源 极通过R2接电源；MP2的源极接电源，其栅极接MP1源极与R2的连接点，其漏极通过电流 源后接地；MP2漏极与电流源的连接点接MP1的栅极；MP2的参数与MP的参数相匹配。
【文档编号】H02M3/156GK104092375SQ201410341693
【公开日】2014年10月8日 申请日期:2014年7月17日 优先权日:2014年7月17日
【发明者】甄少伟, 杨云, 许志斌, 王磊, 罗萍, 贺雅娟, 张波 申请人:电子科技大学