基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向dc-dc变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器，由交错并联Boost变换器和耦合电感以及开关电容组合而成；其电路包括N/2个耦合电感[L”L2]，T2[L3、L4]......TwIXm、Ln];2N个高频功率开关SPS2……8?及QPQ2……Qn;N-1个高频开关电容CPC2......C^;两个输入、输出滤波电容CjPCH。可有效地降低低压侧功率器件的电流应力和高压侧功率器件的电压应力，采用耦合电感进一步降低输入电流纹波和电感体积，提高变换器效率，实现了高效率、高电压增益的双向DC-DC能量变换。本发明交错并联、磁集成和开关电容技术的结合，使得本发明中的新型拓扑不仅具备了交错并联变换器的特性，如低输入电流纹波、易于EMI设计等特点，还达到了输入输出电压大变比及更低的开关电压应力的目的。
【专利说明】基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器
【技术领域】
[0001] 本发明涉及高电压增益和双向直流-直流变换器【技术领域】，是一种新型的具有电 路结构简单、开关器件电压/电流应力低、较高效率、可以实现升压比灵活拓展的电路。
【背景技术】
[0002] 随着传统化石能源（如石油、煤炭、天然气等）的迅速消耗，以及由此带来的世界 能源危机和环境污染等问题的日益加剧，合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫 切需要。随着传统化石能源（如石油、煤炭、天然气等）的迅速消耗，以及由此带来的世界 能源危机和环境污染等问题的日益加剧，合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫 切需要。对于可再生能源而言，太阳能光伏发电、风力发电和燃料电池动力系统受到了人们 越来越多的重视，而如何将这些新能源并网发电，变换为用户可以直接利用的电能，是分布 式发电领域主要的研究方向。储能装置在分布式可再生能源并网发电系统中扮演至关重 要的角色，为了解决储能装置并联时的低电压和并网所需高电压之间的电压水平不匹配问 题，需要用到高电压增益型双向DC-DC储能变换器。
[0003] 正是上述需求使得高电压增益、高效率及较大功率双向DC-DC变换器研究工作变 得紧迫，并具有重要的工业实用价值。近年来，国内外的许多学者和专家就如何实现高增 益、高效率、较大功率的能量变换，在隔离型和非隔离型DC-DC变换器领域进行了大量的研 究工作，并取得了一定的研究成果。其主要的相关研究成果分别叙述如下：
[0004] 传统的高电压增益电路拓扑主要包括高频隔离拓扑，开关电容或开关电感拓扑， 耦合电感拓扑和基于电容-二极管的倍压拓扑等。其中，有研究针对隔离型双向DC-DC变 换器的结构特点分别提出了一种新型零电压开关双向DC-DC变换器和单端正激带同步整 流技术的双向DC-DC变换器，此类隔离型双向DC-DC变换器由于拓扑结构中变压器的存在， 虽然能够实现大变换比的功能，但其体积和成本较大，且易出现磁饱和现象，因而在一些储 能系统中并不适用；针对非隔离拓扑，有研究提出了一种非隔离双向直流变换器，该电路在 引入了一个耦合电感后，消除了开关器件寄生体二极管的反向恢复问题，但该变换器并没 有解决输入/输出电流纹波大的问题。同时，在非隔离变换器拓扑中，开关电容变换器由于 具有重量轻、功率密度高等优点而被广泛采用。然而，开关电容充/放电过程中各功率器件 上存在较大的电流冲击，为了解决这个问题，研究人员提出了一类升压型开关电容谐振变 换器，后来又提出了一种基于开关电容的双向谐振变换器。上述方案，可以实现高电压增益 和零电流软开关，但是，极大的输入电流纹波，使得这些拓扑仅适用于小功率应用场合。
[0005] 近年来，低压、大功率电源系统的广泛使用使得交错并联技术得到了快速的发展。 交错并联技术因其具有低电流纹波、易于电磁干扰设计、动态响应快等特点而常被应用于 一些电流较大的场合。目前已有较多研究在燃料电池和电动汽车等不同领域应用了交错并 联技术，其主要原因是因为交错并联技术应用于双向DC-DC变换器中不仅可以有效地降低 变换器开关器件的开关电流应力与输入/输出电流的纹波，还有益于提高变换器的动态响 应及变换器的效率。从诸多文献来看，传统的交错并联结构双向DC-DC变换器虽然具有结 构简单，可靠性高等特点，但该电路存在以下缺点：
[0006] ①开关器件电压应力为高压侧电压VH，当VH较高时不利于开关器件的选取；
[0007] ②各模块电感电流不能自动均流，需进行均流处理；
[0008] ③在一些输入输出电压变换比大的场合，开关器件需要工作在极端占空比状态， 不利于变换器效率的提高，且限制了开关器件工作频率的提升。
[0009] 2013年重庆大学提出了一种带开关电容网络的两相交错并联型高增益Boost变 换器，并对其工作原理和各功率开关器件电压应力进行了分析。在此基础上提出了一种基 于开关电容的2相交错并联双向变换器，能够减小输入电流纹波和开关器件电压应力，并 实现能量的双向流动。但较大的电感量和输入、输出滤波电容导致其自动均流的动态特 性较差，变换器易出现电流尖峰甚至失稳，另外其升压/降压模式下其最高效率仅91%和 90%。
[0010] 根据上述问题，高电压增益双向DC-DC变换器还需进一步提高变换器的电压增 益、效率和功率密度，减小功率器件的电压/电流应力。
【发明内容】
[0011] 本发明针对现有技术存在的上述不足，提出了一种基于开关电容和耦合电感的高 电压增益双向DC-DC变换器，可有效地降低低压侧功率器件的电流应力和高压侧功率器 件的电压应力，采用耦合电感进一步降低输入电流纹波和电感体积，提高变换器效率，实 现了高效率、高电压增益的双向DC-DC能量变换。本发明高电压增益双向DC-DC变换器 的电路结构虽然与传统的交错并联双向DC-DC变换器的电路结构类似，但拓扑增加了串 联的开关电容，并变换了其中悬浮开关器件的位置。高电压增益双向DC-DC变换器可从2 相并联扩展至N相并联（N为正的偶数），以4相并联为例，1，3相与2, 4相的驱动信号完 全相同，1，2相和3, 4相分别共用一个耦合电感。交错并联、磁集成和开关电容技术的结 合，使得本发明中的新型拓扑不仅具备了交错并联变换器的特性，如低输入电流纹波、易于 EMI (Electro-Magnetic Interference)设计等特点，还达到了输入输出电压大变比及更低 的开关电压应力的目的。
[0012] 为了解决上述技术问题，本发明基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向 DC-DC变换器由交错并联Boost变换器和耦合电感以及开关电容组合而成；该高电压增益 双向DC-DC变换器的电路包括N/2个耦合电感[Lp L2]，T2 [L3、LJ……T(n/2) [L(n_D、Ln] ;2N 个高频功率开S2……Sn&Qi，Q2……Qn;N-l个高频开关电容(^，C 2……;两个输 入、输出滤波电容Q和CH;
[0013] 耦合电感?\，T2……Τ(Ν/2)的一端与低压侧滤波电容Q相连，连接节点记为低压侧 输入/输出节点L，低压侧输入/输出节点电压为 '，滤波电容CL的另外一端与输入/输 出端的负极相连，连接节点记为G ;
[0014] 第一高频功率开关器件Si，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边U的一端连接，连接节点记为N1 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS1 ;
[0015] 第二高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边L 2的一端连接，连接节点记为N2 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS2 ;
[0016] 第三高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 3的一端连接，连接节点记为N3 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS3 ;
[0017] 第四高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 4的一端连接，连接节点记为Μ ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS4 ;
[0018] 以此类推：
[0019] 第N个高频功率开关器件Sn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感 T(n/2)的一边Ln的一端连接，连接节点记为Nn ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连 接节点记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号Gsn ;
[0020] 第（N+1)个高频功率开关器件Qi，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一开关电 容Q的一端连接，连接节点记为Ml ;其源极与第一高频功率开关器件Si的漏极相连，连接 节点记为N1 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ1 ;
[0021] 第（N+2)个高频功率开关器件Q2，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第二开关电 容C 2的一端连接，连接节点记为M2 ;其源极与第一开关电容Q的一端相连，连接节点记为 Ml ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ2 ;
[0022] 第（N+3)个高频功率开关器件Q3，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第三开关电 容C 3的一端连接，连接节点记为M3 ;其源极与第二开关电容C2的一端相连，连接节点记为 M2 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ3 ;
[0023] 以此类推：
[0024] 第2N个高频功率开关器件Qn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与高压侧滤波电容 CH的一端连接，连接节点记为H，该高压侧输入/输出节点电压为VH ;第2N个高频功率开关 器件Qn的源极与第N-1个开关电容的一端相连，连接节点记为M(n-l);其栅极接控制器发 出的控制信号G Qn;
[0025] 第一开关电容Q的两端分别连接至节点N2和Ml ;
[0026] 第二开关电容C2的两端分别连接至节点N3和M2 ;
[0027] 第三开关电容C3的两端分别连接至节点Μ和M3 ;
[0028] 以此类推：
[0029] 第Ν-1个开关电容C(Iri)的两端分别连接至节点Nn和M(n-l);
[0030] 输出滤波电容CH的两端分别连接至变换器高压侧输入/输出节点Η和变换器输 入/输出端的负极G。
[0031] 进一步讲，低压侧输入/输出端电压八小于高压侧输入/输出端电压VH。
[0032] 更进一步地，上述高电压增益双向DC-DC变换器电路的前级电路可以是较低电压 (例如12V至48V)的储能装置，或者其他低压直流电源等；后级电路可以是较高电压（例 如380V至650V)的直流母线或其他形式的直流变换器。
[0033] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0034] 1.本发明由交错并联Boost变换器和耦合电感以及开关电容组合而成。由于输入 端交错并联电感的存在使得输入电流纹波小，由于每个耦合电感分为两相，各相之间功率 开关器件的驱动信号相位相差180度，使得输入电流的纹波互补，纹波频率加倍，并且多路 输入通道使得每通道的平均电流为总输入电流的1/N，电感体积可明显减小。
[0035] 2.本发明中各开关电容的电流应力较低。纯粹的开关电容电路中电容充放电电流 脉动大，会影响开关电容的使用寿命，而本发明中各开关电容与滤波电感串联，各开关电容 上的电流等于流过相应电感上的电流，由于电感电流脉动较小，使得所要求的开关电容容 量减小，且有利于开关电容使用寿命的延长。
[0036] 3.本发明中由于开关电容的存在使得电感电流可实现自动均流，这样就避免了交 错并联拓扑中各电感量差异所造成的均流问题，理论上，该类电路无需额外的均流控制或 均流电路。
[0037] 4.本发明中各功率开关器件的电压应力较低，理论上各功率开关器件的最大电压 应力为VH/2。
[0038] 5.本发明中各功率开关器件的控制时序简单，只要求同一耦合电感两个绕组对应 通道的驱动信号相位相差180度，并且升压模式（' - VH)时每相驱动占空比大于50%，或 者降压模式- 时每相驱动占空比小于50%即可。
[0039] 6.本发明的高电压增益双向DC-DC变换器拓扑具有较强的可拓展性和实用性，其 驱动信号最少为四路，一般的单片机或DSP数字控制器均可满足要求，使用者可根据需要 灵活选择对拓扑的通道数进行缩减或增加。
[0040] 7.本发明具有通用性，可以应用到分布式发电中的蓄电池储能装置、电动汽车中 的蓄电池充放电控制器、以及开关电源等多种需要高电压增益和双向功率流的场合。
【专利附图】
【附图说明】
[0041] 图1本发明基于开关电容和耦合电感的N相交错并联型高电压增益双向DC-DC变 换器电路结构图；
[0042] 图2本发明基于开关电容和耦合电感的4相交错并联型高电压增益双向DC-DC变 换器电路结构图；
[0043] 图3是图2所示高电压增益双向DC-DC变换器在连续电感电流且升压模式下的稳 态工作波形图；
[0044] 图4是图2所示高电压增益双向DC-DC变换器在连续电感电流且降压模式下的稳 态工作波形图。
【具体实施方式】
[0045] 下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述。
[0046] 如图1所示，本发明基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器，其 电路的结构是：包括N/2个耦合电感
[0047] TjLp L2]，T2[L3、LJ ……T(n/2) [L(n_D、Ln] ;2N 个高频功率开关 Sp S2……SI^Q1， Q2……Qn;N-l个高频开关电容心，C2……C(Iri);以及两个输入、输出滤波电容Q和C H;
[0048] 耦合电感?\，T2……Τ_的一端与低压侧滤波电容Q相连，连接节点记为低压侧 输入/输出节点L，低压侧输入/输出节点电压为 '，滤波电容Q的另外一端与输入/输出 端的负极相连，连接节点记为G ;
[0049] 第一高频功率开关器件Si，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边U的一端连接，连接节点记为N1 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS1 ;
[0050] 第二高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边L 2的一端连接，连接节点记为N2 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS2 ;
[0051] 第三高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 3的一端连接，连接节点记为N3 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS3 ;
[0052] 第四高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 4的一端连接，连接节点记为Μ ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS4 ;
[0053] 以此类推：
[0054] 第N个高频功率开关器件Sn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感 T(n/2)的一边Ln的一端连接，连接节点记为Nn ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连， 连接节点记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号Gsn ;
[0055] 第（N+1)个高频功率开关器件％，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一开关电 容Q的一端连接，连接节点记为Ml ;其源极与第一高频功率开关器件Si的漏极相连，连接 节点记为N1 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ1 ;
[0056] 第（N+2)个高频功率开关器件Q2，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第二开关电 容(： 2的一端连接，连接节点记为M2 ;其源极与第一开关电容(^的一端相连，连接节点记为 Ml ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ2 ;
[0057] 第（N+3)个高频功率开关器件Q3，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第三开关电 容C 3的一端连接，连接节点记为M3 ;其源极与第二开关电容C2的一端相连，连接节点记为 M2 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ3 ;
[0058] 以此类推：
[0059] 第2N个高频功率开关器件Qn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与高压侧滤波电容 CH的一端连接，连接节点记为H，该高压侧输入/输出节点电压为VH ;其源极与第N-1个开 关电容的一端相连，连接节点记为M(n-l);其栅极接控制器发出的控制信号GQn ;
[0060] 第一开关电容Ci的两端分别连接至节点N2和Ml ;
[0061] 第二开关电容C2的两端分别连接至节点N3和M2 ;
[0062] 第三开关电容C3的两端分别连接至节点Μ和M3 ;
[0063] 以此类推：
[0064] 第Ν-1个开关电容C(Iri)的两端分别连接至节点Nn和M(n-l);
[0065] 输出滤波电容CH的两端分别连接至变换器高压侧输入/输出节点Η和变换器输 入/输出端的负极G。
[0066] 进一步地，所述的低压侧输入/输出端电压 '小于高压侧输入/输出端电压VH。
[0067] 本发明基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器的工作原理在 于：通过对第一、第二……和第2N个高频功率开关Si、S2……Sn，Qp Q2……和Qn的控制，实 现本发明的两种工作模式，具体如下：
[0068] (1)升压模式：此时，第一、第二……第N个高频功率开*Si、S2……和S nS主控开 关且控制信号占空比大于50%，第n+l、n+2……和第2N个高频功率开关％、Q2……和Q n的 控制信号与SpS2……和Sn的控制信号分别互补。第一、第三……和第n-1个高频功率开关 的驱动控制信号相同，第二、第四……和第η个高频功率开关的驱动控制信号相同，且两者 相位相差180度。当控制器控制高频功率开关Sp S2……和Sn*部导通，则各电感Li、L2…… 、均储能；当控制器控制第一、第三……和第N-1个高频功率开关Sp S3……和S(Iri)导通， 而第二、第四……第η个高频功率开关S2、S 4……Sn关断时，则电感Li、L3……和L(Iri)储能， 而电感L 2、L4……和Ln则通过对应的开关电容Q、C2……、Cn-1和输出滤波电容C H放电，功 率经由低压输入/输出端 '变换至高压输入/输出端VH，实现低压直流能量的升压变换；
[0069] (2)降压模式：此时，第n+l、n+2……和第2N个高频功率开关……和Qn为主 控开关且控制信号占空比小于50%，第n+1、第n+2……第2N个高频功率开关％、Q 2……和 Qn的控制信号与Sp S2……和Sn的控制信号分别互补。第n+1、第n+3……和第2n_l个高 频功率开关的驱动控制信号相同，第n+2、第n+4……和第2n个高频功率开关的驱动控制信 号相同，且两者相位相差180度。当控制器控制高频功率开关(^、〇 2……和仏全部关断，则 各电感U、L2……Ln均工作在续流状态；当控制器控制第n+2、第n+4……和第2N个高频功 率开关Q 2、Q4……和Qn导通，而第n+1、第n+3……和第2N-1个高频功率开关％、Q 3……和 Q(rf关断时，则电感1^山……和1^〇续流，而电感L2、L4……和、则通过对应的开关电容 Q、C2……、Cn_i和低压侧滤波电容Q储能，功率经由高压输入/输出端VH变换至低压输入 /输出端 '，实现高压直流能量的降压变换；
[0070] 本发明提出的高电压增益双向DC-DC变换器可以具有任意大于2的偶数通道，为 了使本【技术领域】的人员更好地理解本发明方案，如图2所示，以4相交错并联型高电压增益 双向DC-DC变换器为例，结合图3和图4具体分析其稳态工作过程。
[0071] 如图2,该4相交错并联型高电压增益双向DC-DC变换器的电路中，包括2个耦合 电感TjLpIJ，T2[L3、L4] ;8个高频功率开关Sp Q2、Q3、Q4 ;3个高频开关电 容Q，C2和C3 ;以及两个输入、输出滤波电容Q和CH ;
[0072] 耦合电感1\，T2的一端与低压侧滤波电容Q相连，连接节点记为低压侧输入/输 出节点L，滤波电容Q的另外一端与输入/输出端的负极相连，连接节点记为G ;
[0073] 第一高频功率开关器件Si，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边U的一端连接，连接节点记为N1 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS1 ;
[0074] 第二高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1\的 一边L 2的一端连接，连接节点记为N2 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS2 ;
[0075] 第三高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 3的一端连接，连接节点记为N3 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS3 ;
[0076] 第四高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感1~2的 一边L 4的一端连接，连接节点记为Μ ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点 记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS4 ;
[0077] 第五个高频功率开关器件Qi，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一开关电容Ci 的一端连接，连接节点记为Ml ;其源极与第一高频功率开关器件Si的漏极相连，连接节点 记为N1 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ1 ;
[0078] 第六个高频功率开关器件Q2，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第二开关电容C 2 的一端连接，连接节点记为M2 ;其源极与第一开关电容(^的一端相连，连接节点记为Ml ;其 栅极接控制器发出的控制信号GQ2 ;
[0079] 第七个高频功率开关器件Q3，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第三开关电容C 3 的一端连接，连接节点记为M3 ;其源极与第二开关电容C2的一端相连，连接节点记为M2 ;其 栅极接控制器发出的控制信号GQ3 ;
[0080] 第八个高频功率开关器件Q4，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与高压侧滤波电容 CH的一端连接，连接节点记为Η ;其源极与第三开关电容C3的一端相连，连接节点记为M3 ; 其栅极接控制器发出的控制信号GQ4 ;
[0081] 第一开关电容Ci的两端分别连接至节点N2和Ml ;
[0082] 第二开关电容C2的两端分别连接至节点N3和M2 ;
[0083] 第三开关电容C3的两端分别连接至节点Μ和M3 ;
[0084] 输出滤波电容CH的两端分别连接至变换器高压侧输入/输出节点Η和变换器输 入/输出端的负极G。
[0085] 如图3,在连续电感电流且升压模式下，将电路分为四个工作模态：
[0086] 模态&(、?&):第一、第三高频功率开关器件Sp S3导通，第二、第四高频功率开 关器件s2, S4关断。电感Lp L3由低压侧电源八充电，电感电流iu，L线性上升，耦合电感 的作用使得i u，iu上升斜率变缓。电感L2和第一开关电容Q释放能量给第二开关电容C2 充电。电感L4和第三开关电容(：3则在释放能量给高压侧滤波电容CH充电。电感电流L， 线性下降，耦合电感的作用使得L，下降斜率变陡。此模态下，第一、第三开关电容 Q，C3放电。第二电容C2，高压侧滤波电容CH充电。
[0087] 模态b(ti?t2):第一、二、三和第四高频功率开关器件51，5 2,53,54导通，电感1^1， L2, L3, L4由低压侧电源八充电，电感电流iu，i。，iu，线性上升，耦合电感的作用使得i u， L，iu，沁上升斜率变陡。第五、六、七和第八高频功率开关器件％、Q2、Q3、A因为承受反 向压降而自然关断，第一、二和第三开关电容上电流为0。负载由高压侧滤波电容(^供电。
[0088] 模态c(t2?t3):第一、第三高频功率开关器件Sp S3关断，第二、第四高频功率开 关器件s2, S4导通。电感L2, L4由低压侧电源 '通过第二、第四高频功率开关器件s2, s4充 电，电流L，线性上升，耦合电感的作用使得L，上升斜率变缓。U通过第五高频功 率开关器件％释放能量给第一开关电容q充电。电感L 3与第二开关电容C2，以及低压侧 电源'串联，通过第七高频功率开关器件仏共同给第三开关电容C 3充电，电感L3，第二开 关电容(：2释放能量。电感电流iu，込线性下降，耦合电感的作用使得^，下降斜率变 陡。第一、第三开关电容(^，(： 3充电。第二开关电容(：2放电。第六、第八高频功率开关器件 Q2，Q4因为承受反向压降而截止，负载由高压侧滤波电容CH提供能量。
[0089] 模态d(t3?t4):电路工作状态与模态2相同，第一、二、三和第四高频功率开关器 件Sp S2, SjPS4导通。电感Lp L2, L3, L4由低压侧电源八充电，电感电流iu，iw iu， 线性上升，耦合电感的作用使得iu，込，iu，上升斜率变陡。
[0090] 所述的4相交错并联型高电压增益双向DC-DC变换器相比于基本的交错并联 Boost升压DC变换器具有4倍的增益比，且该变换器的4相输入电流在第一、二、三和第四 功率开关器件控制信号占空比相等时具有自动的电流均衡能力。在升压模式下，该变换器 输入端 '连接电压供给装置（如锂电池、超级电容等），输出端VH则为电压可控的高压直 流电。
[0091] 如图4,在连续电感电流且降压模式下，将电路分为四个工作模态：
[0092] 模态:第六、第八高频功率开关器件Q2, Q4导通，第五、第七高频功率开 关器件％，Q3关断。电感U，L3分别通过第一、第三高频功率开关器件Sp S3续流，向低压侧 负载'释放能量，电感电流iu，込线性下降，耦合电感的作用使得、，込下降斜率变缓。 第二开关电容C 2释放能量给电感L2和第一开关电容q充电。高压侧滤波电容(^释放能量 给电感L4和第三开关电容(： 3充电。电感电流込，、线性上升，耦合电感的作用使得L， 上升斜率变陡。此模态下，第一、第三开关电容(^，（：3充电。第二电容C2，高压侧滤波电 容心放电。
[0093] I旲态b (h?t2):第五、7K、七和第八商频功率开关器件Qp Q2, (?和％关断。电感 Li，L2, L3, L4续流，分别通过第一、二、三和第四高频功率开关器件51，S2, S3, S4向低压侧负 载Vi^供电，电感电流iu，L，iu，L线性下降，稱合电感的作用使得iu，L，iu，L下降斜 率变陡。第一、二和第三开关电容上电流为〇,电压保持恒定。
[0094] 模态c(t2?t3):第六、第八高频功率开关器件Q 2, Q4关断，第五、第七高频功率开 关器件Qi、Q3导通。电感L2, L4分别通过第二、第四功率开关器件S2, S4续流，向低压侧负载 '释放能量，电流L，、线性下降，耦合电感的作用使得L，下降斜率变陡。第一开关 电容Q通过第五高频功率开关器件％释放能量给U和低压侧负载 '。第三开关电容C3通 过第七高频功率开关器件Q3释放能量，给电感L3与第二开关电容C 2，以及低压侧负载 '及 Q充电。电感电流iu，线性上升，耦合电感的作用使得iu，上升斜率变缓。第一、第 三开关电容Ci，C 3放电。第二开关电容(：2充电。第一、第三高频功率开关器件Si，S3承受反 向压降截止。
[0095] 模态d(t3?t4):电路工作状态与模态2相同，第五、六、七和第八高频功率开关器 件％，Q 2, Q3和Q4关断。电感U，L2, L3, L4分别通过第一、二、三和第四高频功率开关器件Sp S2, S3, S4续流，向低压侧负载释放能量，电感电流iu，i。，iu，线性下降，稱合电感的 作用使得i u，L，iu，L下降斜率变陡。
[0096] 所述的4相交错并联型高电压增益双向DC-DC变换器工作于降压模式时相比于基 本的交错并联Buck降压DC变换器具有四倍的降压传输比，且该变换器的4相输出电流在 第五、六、七和第八功率开关器件控制信号占空比相等时具有自动的电流均衡能力。在降压 模式下，该变换器输入端V H连接直流母线等高压直流电，输出端 '则为能量储存装置（如 锂电池、超级电容等）。
[0097] 其中的第一、第二耦合电感^和^的作用是减小通道内电流纹波，因此，电路设计 中可通过调整耦合系数或互感Μ来达到最优的纹波抑制效果。
[0098] 实施例仅是为了工作原理阐述简单而采用了 4相交错并联型高电压增益双向 DC-DC变换器，在实际的应用中，能够根据实际应用情况合理选择并联通道的个数，以达到 优化电压增益、效率和成本的目的。
[0099] 综上所述，本发明高电压增益双向DC-DC变换器，通过并联通道数量的增加，可显 著的降低各功率器件的电压和电流应力，同时，采用耦合系数优化设计后的耦合电感，进一 步减小了电感量和电感体积，降低了通道内电感电流纹波，改善了变换器自动均流时的动 态性能。总之，无论对于交直流微网系统、分布式可再生能源发电系统，还是其他诸如燃料 电池汽车等需要高电压增益的直流功率变换场合，本发明都具有积极的推广应用价值。
[0100] 尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施 方式，上述的【具体实施方式】仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本 发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，凡在本发明的精神和 原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，这些均属于本发明的保护之内。
【权利要求】
1. 一种基于开关电容和f禹合电感的高电压增益双向DC-DC变换器，其特征在于，由交 错并联Boost变换器和耦合电感以及开关电容组合而成；该高电压增益双向DC-DC变换器 的电路包括N/2个耦合电感L 2]，T2[L3、LJ……Ln] ;2N个高频功率开关 Si, S2……3"及％，Q2……Qn ;N-1个高频开关电容Q，C2……C(Iri);两个输入、输出滤波电容 CL 和 CH; 耦合电感!\，T2……Τ(Ν/2)的一端与低压侧滤波电容Q相连，连接节点记为低压侧输入 /输出节点L，该低压侧输入/输出节点电压为\ ;滤波电容Q的另外一端与输入/输出端 的负极相连，连接节点记为G ; 第一高频功率开关器件Si，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感?\的一边 U的一端连接，连接节点记为Ν1 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点记为 G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS1 ; 第二高频功率开关器件S2，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感?\的一边 L2的一端连接，连接节点记为Ν2 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点记为 G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS2 ; 第三高频功率开关器件S3，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感T2的一边 L3的一端连接，连接节点记为Ν3 ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点记为 G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS3 ; 第四高频功率开关器件&，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感T2的一边 L4的一端连接，连接节点记为Μ ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节点记为 G ;其栅极接控制器发出的控制信号GS4 ; 以此类推： 第N个高频功率开关器件Sn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一耦合电感T (n/2) 的一边Ln的一端连接，连接节点记为Nn ;其源极与变换器输入/输出端的负极相连，连接节 点记为G ;其栅极接控制器发出的控制信号Gsn ; 第（N+1)个高频功率开关器件％，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第一开关电容q 的一端连接，连接节点记为Ml ;其源极与第一高频功率开关器件Si的漏极相连，连接节点 记为N1 ;其栅极接控制器发出的控制信号GQ1 ; 第（N+2)个高频功率开关器件Q2，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第二开关电容C2 的一端连接，连接节点记为M2 ;其源极与第一开关电容(^的一端相连，连接节点记为Ml ;其 栅极接控制器发出的控制信号GQ2 ; 第（N+3)个高频功率开关器件Q3，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与第三开关电容C3 的一端连接，连接节点记为M3 ;其源极与第二开关电容C2的一端相连，连接节点记为M2 ;其 栅极接控制器发出的控制信号GQ3 ; 以此类推： 第2N个高频功率开关器件Qn，其具有源极、漏极和栅极，其漏极与高压侧滤波电容(^的 一端连接，连接节点记为H，该高压侧输入/输出节点电压为VH ;第2N个高频功率开关器件 Qn的源极与第N-1个开关电容的一端相连，连接节点记为M(n-l);其栅极接控制器发出的 控制信号G Qn ; 第一开关电容Q的两端分别连接至节点N2和Ml ; 第二开关电容c2的两端分别连接至节点N3和M2 ; 第三开关电容C3的两端分别连接至节点Μ和M3 ; 以此类推： 第Ν-1个开关电容的两端分别连接至节点Νη和M(n-l); 输出滤波电容CH的两端分别连接至变换器高压侧输入/输出节点Η和变换器输入/输 出端的负极G。
2. 根据权利要求1所述基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换器，其 特征在于，低压侧输入/输出电压' 小于高压侧输入/输出电压VH。
3. 根据权利要求1或2所述基于开关电容和耦合电感的高电压增益双向DC-DC变换 器，其特征在于，高电压增益双向DC-DC变换器的前级电路是一电压为12V至48V的储能装 置或直流电源，高电压增益双向DC-DC变换器的后级电路是一电压为380V至650V的直流 母线或直流变换器。
【文档编号】H02M3/155GK104218798SQ201410477603
【公开日】2014年12月17日 申请日期:2014年9月18日 优先权日:2014年9月18日
【发明者】王议锋, 薛利坤, 王成山, 王萍 申请人:天津大学