本申请涉及开关电源领域，尤其涉及一种母线电容的体积得以减小的开关电源及用于开关电源的母线电容电压控制方法。
背景技术：
图1示意性示出了一种已知的开关电源的电路框图，该开关电源中的母线电容C_bulk与整流桥11以及后级的变换器12并联，母线电容C_bulk可以被经过整流桥11整流后的电压充电，也可以向后级的变换器12提供能量。
近年来，开关电源趋向于小型化的方向发展。为了适应这一发展趋势，开关电源趋向于高频化，开关电源中的磁性元件的体积(例如变换器12中的磁性元件)从而得以减小。开关电源中母线电容的作用是平衡瞬时的输入输出功率，因此母线电容不能随着高频化而小型化，结果是，母线电容的体积在开关电源中所占的比重随高频化而越来越大，成为开关电源小型化的瓶颈。
技术实现要素：
为了解决上述问题，本申请提供一种开关电源及用于开关电源的母线电容电压控制方法，能够减小母线电容的体积从而使得开关电源得以小型化。
本申请提供了一种开关电源，包括：
整流单元，具有一交流侧和一直流侧，所述整流单元用于将所述交流侧输入的交流电压转换成所述直流侧输出的直流电压；
母线电容，与所述整流单元的直流侧连接；
变换器，与所述母线电容连接；
监测电路，连接至所述整流单元的交流侧，用于检测并判断所述交流电压的瞬时绝对值是否大于设定电压；以及
母线电容放电控制电路，与所述监测电路和所述母线电容连接，用于在所述监测电路确定输入的交流电压的瞬时绝对值大于设定电压的情况下控制，以使得所述母线电容被所述整流单元充电到所述交流电压的峰值并保持在峰值，以及在所述监测电路确定输入的交流电压瞬时绝对值小于或等于设定电压的情况下控制所述母线电容从所述交流电压的峰值放电从而向所述变换器提供能量。
还提供了一种用于开关电源的母线电容电压控制方法，该开关电源包括一整流单元、一母线电容和一变换器，所述整流单元将所输入的交流电压转换为直流电压，所述母线电容设置于所述整流单元和所述变换器之间，其中，所述母线电容电压控制方法包括：
检测所述交流电压的瞬时绝对值；
将所检测的所述交流电压的瞬时绝对值与一设定电压进行比较；以及
根据比较结果来控制所述母线电容的充放电状态。
在本申请提供的开关电源及控制方法中，通过增加母线电容放电控制电路，使得母线电容保持在峰值一段时间后从交流电压的峰值开始向变换器放电，缩短了母线电容的放电时间。因此，可以减小母线电容的容值，从而减小母线电容的体积。结果是，实现了开关电源的小型化。
附图说明
图1示意性示出了一种已知的开关电源的电路框图；
图2示意性示出了本申请开关电源的一实施例的电路框图；
图3示出了图2所示开关电源中输入的交流电压、母线电容两端的电压以及母排两端的电压之间的关系；
图4示意性示出了一实施例的开关电源的波形；
图5示意性示出了本申请开关电源的一实施例的电路示意图；
图6示意性示出了图5所示开关电源的波形；
图7示意性示出了本申请开关电源的另一实施例的电路示意图；
图8示意性示出了图7所示开关电源的波形；以及
图9示意性示出了本申请开关电源的另一实施例的电路示意图。
具体实施方式
图2示意性示出了本申请开关电源的一实施例的电路框图，该开关电源包括：整流单元23、母线电容27、变换器24、监测电路25以及母线电容放电控制电路26。
整流单元23包括交流侧和直流侧，整流单元23用于将交流侧输入的交流电压转换成直流侧输出的直流电压。交流侧包括第一交流电压输入端子21和第二交流电压输入端子22，这两个输入端子用于接收输入的交流电压Vin。例如，第一交流电压输入端子21和第二交流电压输入端子中的一个可以连接零线(N)，另一个可以连接火线(L)。整流单元23例如可以是整流桥等整流元件。
母线电容27包括一母线电容C_bulk与整流单元23的直流侧及变换器24连接。该变换器24可以是直流-直流(DC/DC)变换器，也可以是直流-交流(DC/AC)变换器，本实施例对此不作限制。
监测电路25连接至整流单元23的交流侧，用于检测并判断交流电压Vin的瞬时绝对值是否大于设定电压。该设定电压例如可以设定为90V左右。当然，根据开关电源的实际应用场景，也可以将设定电压设置为其他数值，本实施例对此不作限制。
母线电容放电控制电路26与监测电路25和母线电容C_bulk连接，用于在监测电路25确定输入的交流电压Vin的瞬时绝对值大于设定电压的情况下控制，以使得母线电容C_bulk被整流单元23充电到交流电压Vin的峰值并保持在峰值，以及在监测电路25确定输入的交流电压Vin瞬时绝对值小于或等于设定电压的情况下控制母线电容C_bulk从交流电压Vin的峰值放电从而向变换器24提供能量。
图3示出了图2所示开关电源中输入的交流电压Vin、母线电容两端的电压VC_bulk以及母排两端的电压Vbus之间的关系。在本实施例中，母线电容两端的电压VC_bulk即为母线电容C_bulk两端的电压，母排两端的电压Vbus即为输入到变换器24的电压。下面将结合图3所示的波形阐述图2所示的开关电源的原理。
如图3所示，在Δt1时间内，即监测电路25确定交流电压的瞬时绝对值大于设定电压到输入的交流电压Vin的绝对值上升到峰值的时间内，母线电容放电控制电路26执行控制，以使得母线电容C_bulk不对变换器24提供能量，输入的交流电压Vin将母线电容C_bulk充电到交流电压的峰值，并且由输入的交流电压Vin为变换器24提供能量。
在Δt2时间内，即监测电路25确定交流电压的瞬时绝对值大于设定电压到输入的交流电压Vin的绝对值从峰值下降到设定电压之前的时间内，母线电容放电控制电路26执行控制，以使得母线电容C_bulk不对变换器24提供能量，母线电容保持峰值电压(参见图3中Δt2时间内VC_bulk波形的平坦部)，并且由输入电压Vin为变换器24提供能量。
在Δt3时间内，即监测电路25确定交流电压的瞬时绝对值下降到小于或等于设定电压的时间内，母线电容放电控制电路26执行控制，使得控制母线电容C_bulk从交流电压的峰值向变换器24提供能量。
参见图4所示的波形，在保证相同的最低Vbus的情况下，若开关电源为如图1所示的开关电源即开关电源中没有控制母线电容的放电时机的电路，当输入的交流电压Vin的绝对值从峰值开始下降时，母线电容两端的电压VC_bulk比交流电压Vin大，母线电容开始放电，为变换器提供能量，其下降到Vbus为V1值需要的时间为t1。而本发明，也就是开关电源中增加了母线电容放电控制电路，母线电容被充电到所述交流电压的峰值后保持在峰值一段时间(如图4所示t1-t2的时间)，再从所述交流电压的峰值放电，其下降到Vbus为V1值需要的时间为t2，t1>t2，根据电容的放电原理，因放电时间变短，对母线电容储能能力的要求减小，因而所需电容的容值减小，也即本发明减小了母线电容的体积。
综上所述，在本申请实施例提供的开关电源中，通过增加母线电容放电控制电路，使得母线电容保持在峰值一段时间后从交流电压的峰值开始向变换器提供能量，缩短了母线电容的放电时间。因此，可以减小母线电容的容值，从而减小母线电容的体积。结果是，实现了开关电源的小型化。
在本申请的实施例中，母线电容放电控制电路26可以设置在母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路中。
具体而言，在监测电路25确定输入的交流电压瞬时绝对值大于设定电压的情况下，母线电容放电控制电路26可以执行控制，即控制母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路断开，在监测电路25确定输入的交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定电压的情况下，母线电容放电控制电路26可以执行控制，即控制母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路闭合。
图5示意性示出了本申请开关电源的一实施例的电路示意图。在该实施例中，母线电容包括第一端子Ta和第二端子Tb，变换器包括第一输入端子24a和第二输入端子24b，母线电容放电控制电路26设置在母线电容的第二端子Tb与变换器24的第二输入端子24b之间。
母线电容放电控制电路26包括开关元件Q2，该开关元件包括控制端子T2c、第一端子T2a和第二端子T2b，该控制端子T2c与监测电路25连接。该开关元件Q2为任何根据其控制端子的控制信号进行导通或关断的半导体器件，例如可以是金属氧化物半导体晶体管(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，MOSFET)、结型场效应晶体管(JunctionFieldFunctionTransistor，JFET)、绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)、可控硅、光控开关等。
在控制端子T2c被输入来自监测电路的导通控制信号时，开关元件Q2的第一端子T2a和第二端子T2b连通，从而使得所述母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路闭合。在控制端子T2c被输入关断控制信号时，开关元件Q2的第一端子T2a和第二端子T2b断开，从而使得母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路断开。
母线电容放电控制电路26还包括第一电阻R11、第二电阻R10以及光耦合器IC51。
第一电阻R11和第二电阻R10各自的第一端子可以分别接收第一电压(例如，VCC1)和第二电压(例如，VCC2)。VCC1和VCC2可以是低电压。
光耦合器IC51与监测电路25的输出端子25O、第一电阻R11的第二端子、第二电阻R10的第二端子以及开关元件Q2的控制端子T2c和第一端子T2a连接。
监测电路25可以包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三电阻R12、第四电阻R13以及晶体管Q135，晶体管Q135可为任何根据输入到其控制端的控制信号进行导通或关断的开关器件。
第一二极管D1的正极与第一交流电压输入端子21连接。第二二极管D2的正极与第二交流电压输入端子22连接。第三电阻R12的第一端子与第一二极管D1和第二二极管D2负极连接。第四电阻R13的第一端子与第三电阻R12的第二端子连接。晶体管Q135的第一端子与第三电阻R12的第二端子和第四电阻R13的第一端子的共结点N连接，晶体管Q135的第二端子与光耦合器IC51连接，晶体管Q135的第三端子与第四电阻R13的第二端子连接。晶体管Q135的第二端子作为监测电路的输出端子25O。
下面以开关元件Q2为MOSFET为例阐述图5所示的开关电源的工作原理。
两个二极管D1和D2用于检测输入的交流电压的瞬时值。当输入的交流电压的瞬时绝对值大于设定值时，晶体管Q135导通，光耦合器IC51导通，使得开关元件Q2的控制端子被输入关断控制信号而截止。这样，母线电容C_bulk与变换器24之间形成的放电回路被断开，母线电容C_bulk无法对变换器提供能量。并且，在此过程中，通过开关元件Q2的体二极管，母线电容C_bulk被整流单元24输出的电压充电到峰值，也即上述的Δt1时间内的工作状态。
当输入的交流电压的瞬时绝对值过峰值点并继续减小时，母排两端的电压Vbus减小，而因母线电容C_bulk与变换器24之间形成的放电回路被断开，母线电容C_bulk无法对变换器提供能量，母线电容两端的电压VC_bulk不变，因此开关元件Q2的体二极管反偏，所以母线电容两端的电压VC_bulk被保持在交流电压Vin的峰值，也即上述的Δt2时间内的工作状态。
当输入的交流电压的瞬时值小于或等于设定值时，晶体管Q135关断，光耦合器IC51关断，第二电压VCC2输入到开关元件Q2的控制端子T2c，使得开关元件Q2的控制端子被输入导通控制信号而导通，也即开关元件Q2的第一端子T2a和第二端子T2b连通。这样，母线电容C_bulk与变换器24之间形成的放电回路被连通，母线电容C_bulk可以对变换器24提供能量。因此，母线电容C_bulk从交流电压的峰值开始对变换器24提供能量，也即上述的Δt3时间内的工作状态。
在本申请的实施例中，监测电路25以及母线电容放电控制电路26的具体结构可以根据实际设计需求改变，只要能够实现如下功能即可：在监测电路25确定输入的交流电压瞬时绝对值大于设定电压的情况下，母线电容放电控制电路26可以控制母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路断开，在监测电路25确定输入的交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定电压的情况下，母线电容放电控制电路26可以控制母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路闭合。例如可根据开关元件Q2的类型来确定。例如，如果开关元件Q2是N型场效应管，当输入的交流电压的瞬时绝对值大于设定值时，晶体管Q135导通，光耦合器IC51导通，使得开关元件Q2截止；当输入的交流电压的瞬时值小于或等于设定值时，晶体管Q135关断，光耦合器IC51关断，使得开关元件Q2导通。如果开关元件Q2是P型场效应管，也可以通过适当设计监测电路25以及母线电容放电控制电路26，使得当输入的交流电压的瞬时绝对值大于设定值时，晶体管Q135关断，光耦合器IC51关断，使得开关元件Q2截止。当输入的交流电压的瞬时值小于或等于设定值时，Q135导通，光耦合器IC51导通，使得开关元件Q2导通。在本发明另一实施例中，母线电容放电控制电路26包括一光控开关，在监测电路25确定输入的交流电压瞬时绝对值大于设定电压的情况下，光控开关断开，母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路断开，在监测电路25确定输入的交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定电压的情况下，光控开关导通，母线电容C_bulk与变换器24形成的放电回路闭合。
在本发明一实施例中，开关元件Q2还可以有一个与开关元件Q2并联的二极管，该并联二极管的正负极的连接方式与图5中开关元件Q2的体二极管的连接方式相同，即该并联二极管的正极与端子T2a连接，其负极与端子T2b连接。
在本申请的实施例中，变换器24可以是如图5所示由电容C111、二极管D101、变压器T以及开关元件Q1形成的DC/DC变换器，即具有反激式(flyback)拓扑结构。当然，变换器24也可以是DC/AC变换器。因此，本申请提供的开关电源可以是AC/DC电源，也可以是AC/AC电源。变换器24可为隔离变换器，也可以为非隔离变换器。
图6示意性示出了图5所示开关电源的波形。从图中可以看出，母线电容两端的电压VC_bulk在峰值保持了一段时候后，从峰值开始向变换器充电。
在如图5所示的开关电源中，通过增加由光耦合器IC51、电阻R11和R10以及开关元件Q2形成的母线电容放电控制电路26，可以在输入的交流电压的瞬时绝对值大于设定值的情况下控制母线电容不对变换器提供能量，母线电容被充电到峰值后保持在峰值，并在输入的交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定值的情况下控制母线电容从交流电压的峰值开始对变换器提供能量，从而缩短了母线电容的放电时间，使得母线电容的容值可以比较小，进而减小母线电容的体积。结果是，开关电源得以小型化。
图7示意性示出了本申请开关电源的另一实施例的电路示意图。该实施例中的母线电容放电控制电路26和监测电路25的结构与图5所示的实施例相同，区别之处在于：在图7所示的实施例中，母线电容放电控制电路26设置在母线电容C_bulk的第一端子Ta与变换器24的第一端子24a之间；并且图7所示的实施例中增加了第三二极管D3和第四二极管D4。
第三二极管D3的正极与整流单元23的直流侧连接，其负极与变换器24以及开关元件Q2的第一端子T2a连接。
当开关元件Q2断开时，整流单元23通过第四二极管D4对母线电容C_bulk充电。第三二极管D3的作用是在开关元件Q2断开时能够允许整流单元23通过第三二极管D3为变换器24提供能量。
图8示意性示出了图7所示开关电源的波形。从图中可以看出，母线电容两端的电压VC_bulk在峰值保持了一段时候后，从峰值开始下降，即缩短了母线电容的放电时间。
采用图7所示的开关电源，同样可以充分利用母线电容的储放能够能力，以减小母线电容的体积，进而减小开关电源的体积。
图9示意性示出了本申请开关电源的另一实施例的电路示意图。该实施例中的母线电容放电控制电路26和监测电路的结构与图5所示的实施例相同，区别之处在于：在图9所示的实施例中，母线电容放电控制电路26设置在母线电容C_bulk的第二端子Tb与变换器24的第二端子24b之间；并且图9所示的实施例中增加了第三二极管D3和第四二极管D4。
第三二极管D3的正极与开关元件Q2的第一端子T2a以及母线电容C_bulk的第二端子Tb连接，其负极与整流单元23的直流侧连接。第四二极管D4的正极与变换器24的第二端子24b以及开关元件Q2的第二端子T2b连接，其负极与整流单元23的直流侧连接。
当开关元件Q2断开时，整流单元23通过第三二极管D3对母线电容C_bulk充电。第四二极管D4的作用是在开关元件Q2断开时能够允许整流单元23通过第四二极管D4为变换器提供能量。
采用图9所示的开关电源，同样可以缩短母线电容的放电时间，以减小母线电容的体积，进而减小开关电源的体积。
本申请一实施例中，开关电源可以为去功率因子校正(PowerFactorCorrection,PFC)电路的拓扑结构，即该开关电源中可以没有PFC电路。
在没有PFC电路的开关电路中，通常需要采用较大容值的母线电容来保持开关电源的输出波动较小，这时候由于母线电容容值较大引起母线电容体积增大进而导致开关电源体积增大的问题比较突出。在这种开关电源中可以使用本申请提供的技术方案，即通过增加母线电容放电控制电路来尽可能减小母线电容的容值，同时保证开关电源的输出波动比较小。
本申请还提供了一种用于开关电源的母线电容电压控制方法，该开关电源包括如前文所述的整流单元、母线电容和变换器，整流单元将所输入的交流电压转换为直流电压，母线电容设置于整流单元和变换器之间。该控制方法包括：
检测交流电压的瞬时绝对值；
将所检测的所述交流电压的瞬时绝对值与一设定电压进行比较；以及
根据比较结果来控制母线电容的充放电状态。
根据一个实施例，当交流电压的瞬时绝对值大于设定电压时，执行控制，以使得母线电容被整流单元充电至交流电压的峰值并保持在该峰值；当交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定电压时，母线电容从交流电压的峰值放电从而向变换器提供能量。
根据一个实施例，开关电源还可以包括一母线电容放电控制电路，设置在母线电容与所述变换器形成的放电回路内，当交流电压的瞬时绝对值大于设定电压时，母线电容放电控制电路控制母线电容与变换器形成的放电回路断开；当交流电压的瞬时绝对值小于或等于设定电压时，母线电容放电控制电路控制母线电容与变换器形成的放电回路闭合。
根据一个实施例，母线电容放电控制电路包括开关元件，透过开关元件的导通与关断对应地闭合与断开母线电容与所述变换器形成的放电回路。根据一实施例，该开关元件还可以并联有一二极管。
关于该控制方法的具体原理，可以参见前文结合附图对开关电源进行的说明。
采用该控制方法能够获得的效果对应于前述开关电源的效果，因而不再赘述。
虽然已参照几个典型实施例描述了本申请，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本申请能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。