输入零纹波变换器的制造方法
【专利摘要】一种输入零纹波变换器，本实用新型将两个相同的BOOST变换器并联，或将两个相同的SEPIC变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个SEPIC变换器的触发电路处于推挽-触发状态，两个变换器的输入三角形电流波形在时间上相差半个周期，从而使直流电源供给的电流为无纹波的恒定直流。若供给的电源为正弦交流电源，则供给的电流为交流电源电压同频率同相位的交流电流。本实用新型主要应用于开关电源，也可以应用于集中电子镇流器，（一个集中电子镇流器可接几十、几百个日光灯或电子节能灯）。两者都可以提高功率因数、提高效率、消除输入端纹波，并且降低造价、节能环保。还可用于直流调压和变频技术。
【专利说明】输入零纹波变换器 所属【技术领域】
[0001] 本实用新型属于一种输入零纹波变换器，输入零纹波变换器包含调频一推 挽一Boost变换器和调频一推挽--SEPIC变换器。主要应用于开关电源，也可以应用于 集中电子镇流器(一个集中电子镇流器可接几十、几百个日光灯或电子节能灯)。两者都能 提高功率因数、提高效率、消除输入端纹波。都能降低造价、节能环保。此外，还可用于直流 调压和变频技术。
【背景技术】
[0002] 电源技术包含把电网提供的交流电转换成一次直流电源（AC/DC变换)、直流形式 下的二次直流电源（DC/DC变换)、以及电网的交流电转换成各种频率和各种不同电压的交 流电源（AC/AC变换)。电源技术应当为所有的电气设备提供优质的电源保障，其作用类似 于人体的心脏，重要性不言而喻。
[0003] 由市电电网经变压器降压，再整流滤波给直流负载供电的传统方式，即使电源电 压是正弦波形，输入电流仍成尖脉冲状，其中含有大量的谐波分量，特别是三次谐波严重地 影响了电网的正常工作。
[0004] 近半个多世纪以来，随着电子技术的飞速发展，电源技术也在不断发展，先后经过 了晶闸管（SCR)相控型电源、斩波型电源、串联调整型电源，再发展为开关电源。
[0005] 开关电源（SMPS Switch Mode Power Supply)被誉为高效节能型电源，它代表稳 压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品；开关电源大致经历了四个发展阶段，早 期的开关电源全部由分立元件构成，不仅开关频率低，效率不高，而且电路复杂，不易调试； 上世纪70年代研制出脉宽调制（PWM Pulse Width MODULATION)集成电路芯片，使开关电 源的控制实现了集成化；80年代问世的单片开关稳压器，从本质上讲仍属于DC/DC电源变 换器；随后，由于各种类型的单片开关电源集成电路问世，AC/DC集成化才逐步充实市场。
[0006] 现代开关电源都工作在20KHZ以上，而且开关管工作于开关状态，因而低频谐波 的影响消除，而且甩掉了笨重的工频变压器，使电源的体积和重量大大减少，而效率比采用 工频变压器串联调整型电源大大提高。所以现在有人认为现代开关电源是电源技术的一次 革命；但是，高频谐波的影响仍是一个很重要的问题，高频谐波产生的噪音，高频谐波对通 信与信息技术的干扰以及高频谐波对环境和人体的影响仍不能忽视；尽量减少开关电源输 入纹波，一直是电源研究的重要内容。
[0007] 开关电路中，为了变换电压，有许多不同的变换器。单管的非隔离式Dc/DC变换器 有降压式（BUCK)变换器、升压式（BOOST)变换器、升降压式（BUCK/B00ST)变换器、CUK变换 器、ZETA变换器和SEPIC变换器。其中降压式和升压式变换器是基本的，其余都是派生的； 单管隔离型的有正激式（FORWARD)变换器和反激式（Flyback)变换器。还有双管和四管的 多种，还有两种变换器相互组合的。用于提高电源功率因数的，主要是Boost变换器，由于 Boost变换器只能升压，近年来也有采用SEPIC变换器的，由于SEPIC变换器的第二个电感 可以用变压器替代，所以SEPIC变换器既能降压又能升压，电源与负载还能隔离，还可以有 几种不同的输出电压，应用非常灵活，但电路比较复杂，效率较低，不易调试。这两种变换器 都是电感输入式的，当开关导通时，即--时，电源给电感输入电流，当开关截止时，即T# 时，电源继续给电感输入电流，所以这两种变换器电源输入电流的时间比较长-- + T#，但 因受到脉宽调制（PWM)的限制，电源电流输入的时间必须小于开关的周期?Ι* + T^J)。 其实电感输入式处于零界连续时，即TQN + TfiT，电源就可以给变换器输入连续的三角波 电流，但是这只有采用调频方式（PFM pulse frequency modulation)才能实现。 实用新型内容
[0008] 本实用新型的目的是提供一种输入零纹波变换器。本实用新型通过将两个相同的 BOOST变换器并联，或将两个相同的SEPIC变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个 SEPIC变换器的触发电路处于推挽（PUST-PULL)触发状态，使两个变换器的输入三角形电 流波形在时间上相差半个周期，从而使直流电源供给的电流为恒定的直流；若供给的电源 为正弦交流电源，则电流为交流电源电压同频率同相位的交流电流，所以这样构成的变换 器不仅功率因数高Cos Φ =1，而且输入为零纹波变换器，从而从源头上消除了谐波，也就消 除了谐波产生的一切干扰。
[0009] 采用调频推挽两个措施，已经使变换器的输入特性很完美了，但为了进一步提高 效率，降低内部损耗，降低造价，我们将两个并联的BOOST变换器的电感线圈耦合在一个铁 心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，同样将SEPIC两个变换器的电感分别耦 合在两个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，从而大大降低了电感铁芯损 耗和铜耗，使变换器的性价比更高、更适用。
【专利附图】
【附图说明】
[0010] 图1为调频一推挽一BOOST变换器电路图；
[0011] 图2为BOOST变换器临界连续时，触发电压和电感电流波形图；
[0012] 图3为直流调频一推挽一S印ic变换器电路图；
[0013] 图4为sepic变换器电路临界连续时触发电压和电感中的电流波形图；
[0014] 图5为交流输入时，调频一推挽BOOST变换器电路图；
[0015] 图6为交流输入时，调频一推挽一sepic变换器电路图；
[0016] 图7为调频一推挽一Boost变换器4种不同等级电压时输入电感电流电压波形 图；
[0017] 图8为调频--推挽--Boost变换器4种不同等级电压时开关管触发电压漏极电 压波形图；
[0018] 图9为调频--推挽一Boost变换器4种不同等级电压时两输入电感电流波形图； [0019] 图10为调频一推挽一Boost变换器4种不同等级电压时输入电流波形图；
[0020] 图11为调频一推挽一SEPIC变换器4种不同等级电压时输入电感电流电压波形 图；
[0021] 图12为调频--推挽--SEPIC变换器4种不同等级电压时开关管触发电压漏极电 压波形图；
[0022] 图13为调频一推挽一SEPIC变换器4种不同等级电压时两输入电感电流波形 图；
[0023] 图14为调频一推挽一SEPIC变换器4种不同等级电压时输入电流波形图。
【具体实施方式】
[0024] 下面结合附图对本实用新型做进一步的描述。
[0025] (1)直流电源时，调频一推挽一BOOST变换器
[0026] 如图1所示，直流电源时，调频一推挽一BOOST变换器的电路构成为：直流电源仏 正极出来分成两路，分别连接电感U和电感L 2，电感Q和电感L2耦合在一个铁芯上，电感 U的电流iu和电感L2的电流込从异名端流入。电感Q的出端一路经开关管札回到电 源A负极，一路经二极管D1给电容Q和负载&供电；电感L 2的出端一路经开关管M2回到 电源A负极，一路经二极管D2给电容Q和负载&供电。
[0027] 脉宽调制Boost变换器临界连续时，已有资料证明
[0028] Ton=Toff=T/2
[0029] U〇=2Ui
[0030] 式中，是开关导通时间，T#是开关截止时间相等，T是开关的周期，1?是输出电 压，A是直流电源，调频一推挽一BOOST变换器，因为处于推挽触发状态，所以存在
[0031] Ton=Toff=T/2
[0032] 必然也存在
[0033] U〇=2Ui
[0034] 当开关管札导通时，电感U中的电流iu从零直线上升到最大值Im，当开关管札 截至时，电感U中的电流i u经二极管Di给电容Q和负载&供电，电感Q中的电流iu从 最大值1>"下降到零，如此周而复始，电感U中的电流i u在电感Q中形成了电流连续的三 角波。由于开关管M2与开关管札处于推挽触发状态，所以在电感L 2中所产生的电流L也 是一个连续的电流三角波，形状与iu相似，只是込的波形与iu的波形相差半个周期。这 样直流电源A同时给这样两个三角波电流供电，所以电源电流i=i u+ L =Im，即电源提供的 电流为零纹波电流。
[0035] 临界连续时，触发电压和电感中电流波形如图2所示。
[0036] 为了消除输入电流纹波，只需将两个相同的Boost变换器并联，而且让这两个 Boost变换器处于推挽触发状态就可以了，但为了降低造价，为了降低变换器内部的损耗， 提高效率，将两个电感线圈耦合在一个铁芯上，让两个电流iu和、从异名端输入，iu和 込所产生的磁通牝和Φ 2在磁路中的方向是相反的，但时间相差半个周期，因而合成磁通 Φ是从铁心的一个方向的设计最大值Φπι变化到铁心的另一方向的设计最大值Φπι，也就 是说磁通的变化量Λ Φ& = 2Φπι ;原来在两个单独磁路中作单方向变化的磁通牝和Φ2, 因为受剩磁Φγ的影响，因而磁通的变化量Λ = Φι? -Φγ，由此可知Λ <J>a>2 Λ Φ?3。 这种把Φρ Φ2原来在两个单独磁路中做单方向变化的磁通Φρ Φ2变成在同一个磁路中 做正反方向变化的磁通Φ，将引起电感U和L2质的变化，这样将使Q、L2分别在两个单独 的直流磁化电路中的电感变成一个交流磁化电路中的电感U和电感L 2，所以电感Q和电感 L2的数值大大增加，为了保持电感1^和电感L2的数值不变，必须减少电感1^和电感L 2的 匝数，而电感又与绕线匝数的平方N2成正比，所以为了保持电感不变，电感绕组的匝数可少 于原来的1/4,这样两个绕组匝数之和还少于原来一个绕组匝数的1/2,因而铜耗大大减少 了。
[0037] 单端的直流磁化曲线不仅受剩余磁的影响，而且在单端磁化曲线所包含的磁化曲 线面积很大，交流磁化曲线不受剩磁的影响，而且磁化曲线所包含的面积很小，因而铁芯损 耗大大减小。
[0038] 调频一推挽一Boost变换器由两台单独的Boost变换器组成，故输出功率增加一 倍，但电感仍是一个，不需增加，输出电容Q也不需增加，因为Dp D2是交互导通的，相当频 率增加一倍，所以，Q的容量不需增大，输出纹波不会增加，所以调频一推挽一Boost变换 器虽然输出功率增加一倍，主电路实际只增加一只开关管Μ和一只二极管D，因而性价比大 大提商。
[0039] (2)直流电源时，调频一推挽一SEPIC变换器
[0040] 如图3所示，直流电源时，调频一推挽一SEPIC变换器的电路构成为：直流电源Ui 正极出来分成两路，分别连接电感Ln和电感L12。电感Ln的出端一路经开关管札回到电源 A负极，另一路经电容Q后再分两路，一路经电感L21后回到电源负极，另一路经二极管Di 输出到Q和负载&，再回电源负极；电感L12的出端一路经开关管M2回到电源A负极，另一 路经电容C 2后再分两路，一路经电感L22后回到电源负极，另一路经二极管D2输出到C Q和 负载&，再回电源负极。
[0041] 脉宽调制S印ic变换器临界连续时，已有资料证明
[0042] Ton=Toff=T/2
[0043] U〇=Ui
[0044] 式中，是开关导通时间，T#是开关截止时间相等，T是开关的周期，1?是输出电 压，A是直流电源，调频一推挽一Sepic变换器，因为处于推挽触发状态，所以存在
[0045] Ton=Toff=T/2
[0046] 必然也存在
[0047] UfUi^cfUc^
[0048] 其中Ua和Ue2分别是电容Q和电解电容C2两端的电压。
[0049] 当札触发导通时，电源&给电感Ln供电，电感Ln中的电流i n从零直线上升到 最大值4，与此同时，电容Q的电压υε1给电感L21供电，电感L 21中的电流i21也从零直线 上升到最大值Im ;当札截止时，电源U i与Ln经电容Q和二极管Di到Q和负载&形成通 路，这时电容Q处于充电状态，电感Ln中的电流i n从最大值Ιπ下降到零；与此同时，电感 L21中的电流i21也经二极管01给〇|和负载IU共电，电感L 21中的电流也由最大值L下降到 零。in和i21是大小变化相同相位也相同的三角波电流。由于ΜρΜ 2相互处于推挽触发状 态，所以电感L12的i12、电感L22的i 22也是大小变化相同而且相位也相同的三角波形电流， 但与电流in、和电流i21的相位相差半个周期。电感L n和电感L12藕合在一个铁芯上，让 电流从异名端输入；同时把电感L21和电感L 22藕合在另一个铁芯上，电流也从异名端输入。
[0050] 临界连续时触发电压和电感中的电流波形如图4。
[0051] 因为直流电源U i同时给Ln和L12供电，in、i12为两个大小变化相同而相位相差 半个周期的三角波形电流，所以电源I供给电源电流i=i n+i12=Im。即恒定直流电源1给 调频一推挽一 Sepic变换器供电的电流也是恒定的，输入为零纹波变换器。
[0052] 按照调频一推挽一Boost变换器中的方法一样，把电感Ln和电感L12藕合在一个 铁芯上，让电流从异名端输入，并且保持电感数值不变；同时把电感L 21和电感L22藕合在另 一个铁芯上，电流也从异名端输入，并且保持电感数值不变。这样就把四个单端电流变化的 直流电感变成了两个正反方向变化的交流藕合电感。这就大大降低了变换器的铁芯损耗和 铜耗，因而大大提高了变换器的效率。
[0053] 调频一推挽一s印ic变换器由两台单独的s印ic变换器构成，输出功率增加一倍， 电感仍是两个不需增加，电容C。也不需增加，主电路只增加一只开关管、一只二极管和一只 中间电容，所以性价比大大提高。
[0054] 变压器式s印ic变换器只要改变变压器的匝数比nT=NT2/N T1也就改变输出电压的 高低，因而既能降压，也能升压，负载还可以与电源隔离，还可以有几种不同的输出电压，使 用非常灵活。
[0055] (3)交流输入时零纹波变换器的电路分析
[0056] 调频一推挽--BOOST变换器交流电源输入时的电路构成为：只需要将交流电源接 到4个二极管构成的桥式整流电路中，用整流输出取代原来的直流电源，其余的电路分别 和直流输入时，调频一推挽一BOOST变换器电路及调频一推挽--SEPIC变换器电路一致。 如图5、图6所示。
[0057] 交流电源，一般为50/60HZ频率的正弦波交流电压源，经二极管整流后的电压是 经整流后的100/120HZ频率的正弦半波电压。通常用电压表测量出的交流电压是电源电 压的有效值U，经整流后测量出的直流电压是直流电压的平均值U p，都不是电源电压的瞬时 值，开关电源中的开关管的开关频率一般都在20KHz以上，所以在此种情况下，无法用示波 器正确观察电流或电压的波形；由于交流电源的频率很低，而开关管的触发频率很高，所以 一般认为开关管变化一周内，所加的交流输入电压仍是恒定的，只要直流输入电压时，检验 出的变换器是正确的，那么在相应的交流电压范围内，变换器也是正确的，也就是说，验证 直流变换器是交流变换器验证的依据，当交流输入时无需再作检验了。
[0058] (4)输入零纹波变换器实验论证
[0059] 直流输入时，得到四种不同输出电压U。：50V、100V、200V和300V，测出对应的输入 电压Ui，用示波器观测输入电感中电流与电压的变化关系，观测开关管的触发电压和漏极 电压的关系，并观测两电感中的电流与输入电流的关系。
[0060] 由于相同的直流输入电压，Boost变换器的输出电压为sepic变换器的两倍，为了 便于分析问题，将s印ic变换器的变压器的变比取为n T=NT2/NT1=2。这样，变换器的输入电压 相同时，输出电压也完全相同，两种变换器的外特性完全相同；实验中采用以SG3525A芯片 为基础作为调频推挽触发电路，实验中还采用了无源无损缓冲电路；实验中以两只5. 1ΚΩ 电阻并联作为负载。
[0061] 直流电压输入时，调频--推挽一Boost变换器实验结果见表1
[0062] 表1中的001?016和表2中的017?032分别对应图7?图14中不同的电压 或电流波形。
[0063] 表1 :调频一推挽一Boost变换器实验结果
[0064]
【权利要求】
1. 一种输入零纹波变换器，其特征在于：将两个完全相同的BOOST变换器并联，或将两 个相同的SEPIC变换器并联，同时使两个BOOST变换器或两个SEPIC变换器的触发电路处 于推挽-触发状态，两个变换器的输入三角形电流波形在时间上相差半个周期，从而使直 流电源供给的电流为无纹波的恒定直流。
2. 如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：将两个并联的BOOST变换器 的电感线圈耦合在一个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变，或将SEPIC两 个变换器的电感分别耦合在两个铁心上，使电流从异名端输入，并保持电感数值不变。
3. 如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：所述的两个完全相同的BOOST 变换器并联时，电路的构成如下：直流电源仏正极出来分成两路，分别连接电感1^和电感 L2，电感Q和电感L2耦合在一个铁芯上，电感Q的电流iu和电感L 2的电流L从异名端流 入；电感U的出端一路经开关管吣回到电源A负极，一路经二极管Di给电容Q和负载& 供电；电感L 2的出端一路经开关管M2回到电源A负极，一路经二极管D2给电容Q和负载 R。供电。
4. 如权利要求1所述的输入零纹波变换器，其特征在于：所述的两个相同的SEPIC变 换器并联时，电路结构是：直流电源A正极出来分成两路，分别连接电感L n和电感L12，电 感Ln和电感L12藕合在一个铁芯上，电感L n的电流in、电感L12的电流i12从电感Ln和电 感L 12的异名端输入；电感Ln的出端一路经开关管札回到电源A负极，另一路经电容Q后 再分两路，一路经电感L 21后回到电源负极，另一路经二极管Di输出到电容Q和负载&的 并联电路，再回电源负极；电感L12的出端一路经开关管M 2回到电源仏负极，另一路经电容 C2后再分两路，一路经电感L22后回到电源负极，另一路经二极管D2输出到电容Q和负载& 的并联电路，再回电源负极。
【文档编号】H02M1/14GK204089579SQ201420342565
【公开日】2015年1月7日 申请日期:2014年6月26日 优先权日:2014年6月26日
【发明者】缪恢宏, 缪吉 申请人:缪恢宏