逆变器控制装置的制作方法

本发明涉及驱动控制交流的旋转电机的技术。
背景技术：
：例如，以较高的电压来驱动用于电动汽车、混合动力汽车等的动力的大输出的交流的旋转电机。另外，由于搭载于这样的汽车的高电压的电源是直流的电池，所以通过使用了开关元件的逆变器电路转换为例如3相交流。旋转电机不仅要发挥作为输出利用电能来驱动车辆的动力的马达的功能，还具有作为利用车辆、内燃机等的动能来进行发电的发电机的功能。由旋转电机产生的电力被再生并积累到电池中。然而，有在电池与旋转电机之间，更具体而言在电池与逆变器之间，设置有开闭装置(接触器)的情况。接触器例如是使用继电器构成的系统主继电器(SMR)，在车辆的点火键(IG键)导通状态(有效状态)的情况下，触头闭合而成导通状态，在IG键是截止状态(非有效状态)的情况下，触头打开而成为非导通状态。即，在SMR闭合状态下，电池与逆变器(以及旋转电机)电连接，在SMR打开状态下，电池与逆变器(以及旋转电机)的电连接被切断。在通常动作时，也根据IG键的状态对SMR的开闭状态进行控制。然而，即使IG键是导通状态，也有因车辆的故障、碰撞等，而SMR被释放的情况。例如，在针对SMR的电源供给被切断的情况下、在SMR的驱动电路上产生了异常的情况下、SMR因振动/冲击、噪声等而发生了机械故障的情况下、在SMR周边的电路上发生了断线的情况下等，存在SMR的触头成为打开状态，而接触器成为释放状态的可能性。因此，在接触器成为了释放状态的情况下，有实施将构成逆变器的开关元件全部设为截止状态的关闭控制(SD控制)的情况。多数情况下，在逆变器的直流侧(直流链路部)设置有使直流电压(直流链路电压)平滑的平滑电容器(直流链路电容器)，但在实施了SD控制的情况下，积蓄在定子线圈中的电力经由以反并联的方式与开关元件连接的续流二极管(FWD)充电至平滑电容器。因此，存在平滑电容器的端子间电压(直流链路电压)在短时间内上升的可能性。若防备直流链路电压的上升而使平滑电容器大容量化、高耐压化，则导致平滑电容器的体型的增大。另外，也需要逆变器的高耐压化。其结果，妨碍旋转电机驱动装置的小型化，给部件成本、制造成本、产品成本带来影响。另外，在接触器成为了释放状态的情况下，也有执行将几个开关元件设为导通状态来使电流环流的主动短路控制(主动短路控制(ASC控制))～例如零矢量顺序控制(ZVS控制)～的情况。例如，在日本特开2011-55582号公报(专利文献1)中公开了使逆变器的上段侧的开关元件全部成为截止状态，使下段侧的开关元件的任意一个以上成为导通状态的控制方法(专利文献1：图2、第158、159、165段等)。在ASC控制中，虽然能够抑制直流链路电压的上升，但大电流(环流电流)会流入开关元件、定子线圈。另外，大电流会持续流动到通过热等积蓄在定子线圈中的电力被消耗。因此，存在使开关元件、定子线圈消耗，而使寿命降低的可能性。另外，需要使用与大电流对应的开关元件等，而存在也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响的可能性。专利文献1：日本特开2011-55582号公报技术实现要素：鉴于上述背景，希望在对逆变器和直流电源进行连接的接触器成为释放状态的情况下，抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量，并且使流过旋转电机的电流为零的技术。鉴于上述的逆变器控制装置的特征结构在于以下的点：是以具备：经由接触器与直流电源连接并且与交流的旋转电机连接，并在直流与3相交流之间进行电力转换，且其交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成的逆变器、和使上述逆变器的直流侧的电压即直流链路电压平滑的直流链路电容器的旋转电机驱动装置为控制对象，开关控制构成上述逆变器的开关元件的逆变器控制装置，在上述旋转电机的旋转中上述接触器成为了释放状态的情况下，执行以在任意1相的上述臂即对象臂中将被控制为导通状态的开关元件设为截止状态的方式进行控制的部分关闭控制，之后，在与上述对象臂不同的2相上述臂的电流均成为零时，执行以在剩余的全部的上述臂中将被控制为导通状态的开关元件设为截止状态的方式进行控制的全关闭控制。根据该结构，由于在部分关闭控制中，仅将1相关闭，所以被关闭妨碍的电流的流动被限定，而减少直流链路电压的上升。由于在从部分关闭控制移至全关闭控制时，被关闭的臂的电流是零，所以减少关闭的直流链路电压的上升。另外，在开始部分关闭控制之前，也可以不进行特别的控制而进行通常控制，例如也可以执行主动短路控制。例如，在执行主动短路控制的情况下，直流链路电压的上升在接触器成为了释放状态后开始主动短路控制之前的期间，大致被限定，而能够大幅抑制直流链路电压的上升。这样，根据本结构，在对逆变器和直流电源进行连接的接触器成为了释放状态的情况下，能够抑制逆变器的直流链路电压的上升、环流电流的总量，并且能够将流入旋转电机的电流设为零。附图说明本发明的进一步特征和优点根据针对参照附图来说明的本发明的实施方式的以下的记载变得明确。图1是示意性地表示旋转电机驱动装置的系统结构的电路框图图2是示意性地表示接触器释放时的控制例的波形图图3是表示阶段1中的IGBT的控制例与电流的流向的等价电路图图4是表示阶段2中的IGBT的控制例与电流的流向的等价电路图图5是示意性地表示接触器释放时的其它控制例的波形图图6是表示阶段1中的IGBT的控制例与电流的流向的等价电路图图7是表示阶段2中的IGBT的控制例与电流的流向的等价电路图图8是表示适合接触器释放时的控制方法和旋转电机的动作状态的关系的图图9是旋转电机正转时的电流波形图具体实施方式以下，基于附图对逆变器控制装置的实施方式进行说明。如图1所示，逆变器控制装置20以具备逆变器10和直流链路电容器4的旋转电机驱动装置1为控制对象，经由旋转电机驱动装置1驱动控制旋转电机80。如后所述，逆变器10是经由接触器9与直流电源(11)连接，并且与交流的旋转电机80连接，且在直流与多相交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的电力转换装置，交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成。直流链路电容器4使该逆变器10的直流侧的电压即直流链路电压Vdc平滑。旋转电机驱动装置1以及逆变器控制装置20的驱动对象的旋转电机80例如是成为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源的旋转电机。作为车辆的驱动力源的旋转电机80是通过多相交流(在这里是3相交流)动作的旋转电机，既能够作为电动机发挥作用，也能够作为发电机发挥作用。在不能够像铁道那样从架线接受电力的供给的汽车那样的车辆中，作为用于驱动旋转电机80的电力源，搭载有镍氢电池、锂离子电池等二次电池(电池)、双电层电容器等直流电源。在本实施方式中，作为用于对旋转电机80供给电力的大电压大容量的直流电源，例如具备电源电压200～400[V]的高压电池11(直流电源)。由于旋转电机80是交流的旋转电机，所以在高压电池11与旋转电机80之间设置有在直流与交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的逆变器10。将逆变器10的直流侧的正极电源线P与负极电源线N之间的电压以下称为“直流链路电压Vdc”。高压电池11能够经由逆变器10对旋转电机80供给电力，并且旋转电机80能够存储由发电而得到的电力。在逆变器10与高压电池11之间设置有使逆变器10的直流侧的正负两极间电压(直流链路电压Vdc)平滑的平滑电容器(直流链路电容器4)。直流链路电容器4使根据旋转电机80的消耗电力的变动而变动的直流电压(直流链路电压Vdc)稳定。在直流链路电容器4与高压电池11之间，具备能够断开从直流链路电容器4到旋转电机80的电路与高压电池11的电连接的接触器9。在本实施方式中，该接触器9是基于来自作为车辆的最上位的控制装置之一的车辆ECU(ElectronicControlUnit：电子控制单元)90的指令来开闭的机械继电器，例如称为系统主继电器(SMR：SystemMainRelay)。接触器9在车辆的点火键(IG键)为导通状态(有效状态)时，SMR的触头闭合而成为导通状态(连接状态)，在IG键为截止状态(非有效状态)时，SMR的触头打开而成为非导通状态(释放状态)。逆变器10经由接触器9插在高压电池11与旋转电机80之间，在接触器9是连接状态时，高压电池11与逆变器10(以及旋转电机80)电连接，在接触器9是释放状态时，高压电池11与逆变器10(以及旋转电机80)的电连接被切断。逆变器10将具有直流链路电压Vdc的直流电力转换为多相(n为自然数，在这里n相是3相)的交流电力并供给至旋转电机80，并且将旋转电机80产生的交流电力转换为直流电力并供给至直流电源。逆变器10具有多个开关元件而构成。开关元件优选应用IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOSFET(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC-MOSFET(SiliconCarbide-MetalOxideSemiconductorFET：碳化硅金属氧化物半导体场效应管)、SiC-SIT(SiC-StaticInductionTransistor：碳化硅静电感应晶体管)、GaN-MOSFET(GalliumNitride-MOSFET：氮化镓MOSFET)等能够进行高频下的动作的功率半导体元件。如图1所示，在本实施方式中，作为开关元件使用IGBT3。例如在直流与多相交流(在这里是3相交流)之间进行电力转换的逆变器10如公知的那样，由具有与多相(在这里是3相)的每一相对应的数量的臂的电桥电路构成。即，如图1所示，在逆变器10的直流正极侧(直流电源的正极侧的正极电源线P)与直流负极侧(直流电源的负极侧的负极电源线N)之间以串联的方式连接两个IGBT3而构成一个臂。在是3相交流的情况下，该串联电路(一个臂)并联连接3个线路(3相)。即，构成在与旋转电机80的U相、V相、W相对应的定子线圈8上分别对应一组串联电路(臂)的电桥电路。成对的各相IGBT3的串联电路(臂)的中间点，即、正极电源线P侧的IGBT3(上段侧IGBT(上段侧开关元件)31、33、35：参照图3等)与负极电源线N侧的IGBT3(下段侧IGBT(下段侧开关元件)32、34、36：参照图3等)的连接点分别与旋转电机80的定子线圈8(8u、8v、8w：参照图3等)连接。另外，以从负极“N”朝向正极“P”的方向(从下段侧朝向上段侧的方向)为正向，与各IGBT3并列设置有续流二极管(FWD)5。如图1所示，逆变器10被逆变器控制装置20控制。逆变器控制装置20以微机等逻辑电路作为核心部件构建。例如，逆变器控制装置20基于从车辆ECU90等其它控制装置等经由CAN(ControllerAreaNetwork：控制器局域网)等作为请求信号提供的旋转电机80的目标转矩TM，进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，经由逆变器10对旋转电机80进行控制。通过电流传感器12对流过旋转电机80的各相的定子线圈8的实际电流进行检测，逆变器控制装置20获取其检测结果。另外，例如通过解析器等旋转传感器13对旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置进行检测，逆变器控制装置20获取其检测结果。逆变器控制装置20使用电流传感器12以及旋转传感器13的检测结果，来执行电流反馈控制。逆变器控制装置20为了电流反馈控制具有各种功能部而构成，各功能部通过微机等硬件和软件(程序)的配合来实现。对于电流反馈控制，由于是公知的，所以在这里省略详细的说明。在车辆上除了高压电池11以外，还搭载有比高压电池11低电压的电源即低压电池(未图示)。低压电池的电源电压是例如12～24[V]。低压电池与高压电池11相互绝缘，且相互处于浮动的关系。低压电池除了逆变器控制装置20、车辆ECU90以外，还对音频系统、灯光装置、室内照明、仪表类的照明、电动车窗等电子组件、对这些进行控制的控制装置供给电力。车辆ECU90、逆变器控制装置20等的电源电压例如是5[V]、3.3[V]。然而，作为构成逆变器10的各IGBT3的控制端子的栅极端子经由驱动器电路30与逆变器控制装置20连接，并被分别独立地开关控制。用于驱动旋转电机80的高压系统电路、和以微机等为核心的逆变器控制装置20等低压系统电路的动作电压(电路的电源电压)有较大的不同。因此，设置有分别提高针对各IGBT3的栅极驱动信号(开关控制信号)的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等，使后段的电路动作的能力)来进行中继的驱动器电路30(控制信号驱动电路)。由低压系统电路的逆变器控制装置20生成的IGBT3的栅极驱动信号被经由驱动器电路30作为高压电路系统的栅极驱动信号供给至逆变器10。驱动器电路30例如利用光电耦合器、变压器等绝缘元件、驱动器IC而构成。如上所述，接触器9在车辆的点火键(IG键)为导通状态(有效状态)时成为连接状态，在IG键为截止状态(非有效状态)时成为释放状态。在通常动作时，根据IG键的状态也对接触器9的开闭状态进行控制。然而，在IG键为导通状态时，有因车辆的故障、碰撞等，而接触器9成为释放状态的情况。例如，在针对接触器9的电源供给被切断的情况下、在接触器9的驱动电路上产生了异常的情况下、接触器9因振动/冲击、噪声等而发生了机械故障的情况下、在接触器9周边的电路发生了断线的情况下等，存在接触器9成为释放状态的可能性。若接触器9成为释放状态，则从高压电池11向逆变器10侧的电力的供给立即被切断。同样地，从旋转电机80经由逆变器10朝向高压电池11的电力的再生也被接触器9切断。因此，在接触器9成为了释放状态的情况下，有实施将构成逆变器10的IGBT3全部设为截止状态的关闭控制(SD控制)的情况。在实施SD控制的情况下，积蓄于定子线圈8的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4。因此，存在直流链路电容器4的端子间电压(直流链路电压Vdc)在短时间内上升的可能性。若防备直流链路电压Vdc的上升而使直流链路电容器4大容量化、高耐压化，则导致电容器的体型的增大。另外，也需要逆变器10的高耐压化。其结果，妨碍旋转电机驱动装置1的小型化，也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响。另外，在接触器9成为了释放状态的情况下，也有执行将几个IGBT3设为导通状态而使电流环流的主动短路控制(主动短路控制(ASC控制))～例如零矢量顺序控制(ZVS控制)～的情况。电流(环流电流)所具有的能量在IGBT3、定子线圈8等中通过热等被消耗。在ASC控制中，虽然能够抑制直流链路电压Vdc的上升，但大电流会流过IGBT3、定子线圈8。由于环流电流会持续流动直到积蓄于定子线圈8的电力被消耗，所以存在使IGBT3、定子线圈8的寿命降低的可能性。另外，需要使用与大电流对应的元件等，而存在也给部件成本、制造成本、产品成本带来影响的可能性。另外，由于因大电流等而产生的热，设置于旋转电机80的转子的永磁铁消磁，也存在旋转电机80的耐久性降低的可能性。本实施方式的逆变器控制装置20在对SD控制和ASC控制进行组合，来抑制再生电力，并且执行使流入旋转电机80的电流成为零的控制(再生电力抑制控制)的点上具有特征性。即、逆变器控制装置20在对逆变器10和高压电池11进行连接的接触器9成为了释放状态时，抑制直流链路电压Vdc的上升、环流电流的总量，并且使流入旋转电机80的电流成为零。另外，如上所述，与高压电池11分立地设置有未图示的低压电池，逆变器控制装置20、车辆ECU90从低压电池供给电力而动作。本实施方式中，作为即使接触器9成为释放状态，也维持从低压电池向逆变器控制装置20、车辆ECU90的电力供给的情况来进行说明。如图1以及图3等所示，逆变器10的交流1相的臂由被互补地开关控制的上段侧开关元件(上段侧IGBT(31、33、35))与下段侧开关元件(下段侧IGBT(32、34、36))的串联电路构成。逆变器控制装置20在旋转电机80的旋转中接触器9成为了释放状态的情况下，执行将3相全部的臂的上段侧IGBT(31、33、35)设为导通状态，将3相全部的臂的下段侧IGBT(32、34、36)设为截止状态的上段侧主动短路控制(上段侧ASC控制)，以及将3相全部的臂的下段侧IGBT(32、34、36)设为导通状态，将3相全部的臂的上段侧IGBT(31、33、35)设为截止状态的下段侧主动短路控制(下段侧ASC控制)的任意一个主动短路控制(ASC控制)(图2：阶段1)。并且，逆变器控制装置20在ASC控制的开始后，在3相中的任何1相的臂即对象臂的电流成为零时，执行至少在对象臂中以将被控制为导通状态的IGBT3设为截止状态的方式进行控制的部分关闭控制(PSD控制)(图2：阶段2)。之后，逆变器控制装置20在与对象臂不同的2相臂的电流均成为零时，执行以在剩余的全部的臂中将被控制为导通状态的IGBT3设为截止状态的方式进行控制的全关闭控制(FSD控制)(图2：阶段3)。以下，对这样的再生电力抑制控制进行说明。图2是示意性地表示接触器9的释放时的控制例的波形图，图3是表示上述的阶段1中的IGBT3的控制例和电流的流向的等效电路图，图4是表示相同的阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向的等效电路图。若在图2所示的时刻“t0”，接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc开始上升(阶段0)。逆变器控制装置20若判定为接触器9是释放状态(接触器打开)，则开始再生电力抑制控制。是接触器打开的判定例如既可以基于来自车辆ECU90的通信来实施，也可以基于检测直流链路电压Vdc的电压传感器14的检测结果来实施。另外，是接触器打开的判定也可以基于由电池电流传感器15检测出的高压电池11的电流(电池电流)的急剧的变化来判定。在这里，根据由电压传感器14检测出的直流链路电压Vdc是否超过对是否需要再生电力抑制控制进行判定的判定阈值，来判定再生电力抑制控制的开始。若开始再生电力抑制控制，则首先执行ASC控制。在这里，如图3所示，示出了执行下段侧ASC控制的例子。在图3中，用虚线表示的IGBT3表示被开关控制为截止状态，用实线表示的IGBT3表示被控制为导通状态。另外，用虚线表示的FWD5表示是非导通状态，用实线表示的FWD5表示是导通状态。如图3所示，上段侧IGBT(31、33、35)被控制为截止状态，下段侧IGBT(32、34、36)被控制为导通状态。U相电流Iu流过U相下段侧IGBT32。V相电流Iv流过V相下段侧IGBT34，并且也流过以反并联的方式与V相下段侧IGBT34连接的V相下段侧FWD54。同样地，W相电流Iw流过W相下段侧IGBT36，并且也流过以反并联的方式与W相下段侧IGBT36连接的W相下段侧FWD56。如图2所示，若在时刻“t0”，接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc开始上升，但若在时刻“t1”，执行下段侧ASC控制，则如图3所示，电流环流，所以直流链路电压Vdc的上升停止在电压“V1”。执行下段侧ASC控制的期间相当于阶段1。在阶段1的期间，即、在ASC控制的执行中，任意1相的臂(对象臂)的电流(相电流)成为零时，执行PSD控制。PSD控制优选在图2所示的时刻“t2”执行，但不严格来说，也可以在时刻“t2”的前后执行。由于在检测出电流成为零后，PSD控制的执行延迟，所以例如，优选预测相电流为零时执行PSD控制。在图2中，例示出了在阶段1期间V相电流Iv成为零时，执行PSD控制的方式。对象臂是V相臂，至少将在V相臂中被控制为导通状态的V相下段侧IGBT34控制为截止状态。由此，V相成为被关闭的状态，逆变器10成为被部分关闭的状态(阶段2)。在实施了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4，但由于在相电流(Iv)是零的状态下进行关闭，所以直流链路电压Vdc不上升。然而，如上所述，V相电流Iv流过V相下段侧IGBT34，并且也流过以反并联的方式与V相下段侧IGBT34连接的V相下段侧FWD54。因此，逆变器控制装置20在PSD控制的执行时，在正向流入导通状态的FWD5(在这里是V相下段侧FWD54)的电流为零时，也能够以使与该FWD5(54)以并联的方式连接的IGBT3(在这里是V相下段侧IGBT34)成为截止状态的方式进行控制。另外，在阶段2，由于V相成为被关闭的状态，逆变器10成为被部分关闭的状态，所以将从时刻“t2”开始进行的控制称为部分关闭控制(PSD控制)，若改变观念，则也能够部分地执行主动短路控制(ASC控制)。因此，也能够将从时刻“t2”开始执行的控制(在阶段2执行的控制)称为部分主动短路控制(PASC控制)。图4示出了阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向。如图4所示，U相电流Iu流过U相下段侧IGBT32，W相电流Iw流过W相下段侧IGBT36，并且也流过以反并联的方式与W相下段侧IGBT36连接的W相下段侧FWD56。由于V相被关闭，所以U相电流Iu与W相电流Iw平衡。因此，如图2所示，U相电流Iu与W相电流Iw在相同的时刻(在这里是时刻“t3”)成为零。逆变器控制装置20在与对象臂(在这里是V相)不同的2相臂(在这里是U相、W相)的电流均成为零时，执行以在剩余的全部的臂中将被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“32、36”)设为截止状态的方式进行控制的FSD控制(图2：阶段3)。在实施了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5充电至直流链路电容器4，但由于在相电流(Iu、Iw)是零的状态下进行关闭，所以直流链路电压Vdc不上升。像这样，通过对SD控制和ASC控制进行组合，能够适当地执行将流入旋转电机80的电流设为零的控制。根据发明者的模拟，例如，与对接触器打开进行响应而单纯地执行SD控制的情况相比较，能够确认即使使直流链路电容器4的静电电容大体成为1/2，直流链路电压Vdc的上升电压也为1/5～1/4左右。即，能够通过再生电力抑制控制来抑制直流链路电压Vdc的上升，也能够使直流链路电容器4小型化。另外，与对接触器打开进行响应而单纯地执行ASC控制的情况相比，相电流的最大值大体收敛到80％左右。即，通过再生电力抑制控制也能够抑制相电流。因此，能够抑制由定子线圈8、IGBT3的消耗引起的寿命的降低。即、通过模拟，能够确认在最大的再生电力点、和逆变器10的最大电压的条件下，满足额定电流和耐压电压。然而，若参照图3以及图4，在阶段1以及阶段2双方，W相电流Iw流过W相下段侧IGBT36，并且也流过以反并联的方式与W相下段侧IGBT36连接的W相下段侧FWD56。即、在阶段2中，即使W相下段侧IGBT36是截止状态，W相电流Iw也环流。因此，在时刻“t2”的PSD控制的开始时，也可以与V相下段侧IGBT34一起将W相下段侧IGBT36也控制为截止状态。即、逆变器控制装置20也可以以如下的方式执行PSD控制。即、逆变器控制装置20也可以以将在对象臂(在这里是V相)中被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“34”)、和在与对象臂不同的2相(在这里是U相、W相)的臂中被控制为导通状态的IGBT3(32、36)中的、正向与导通状态的FWD5(在这里是“56”)以并联的方式连接的IGBT3(36)这两个IGBT3设为截止状态的方式进行控制，来执行PSD控制。换言之，逆变器控制装置20也可以将被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“32、34、36”)中的、正向与导通状态的FWD5(在这里是“54、56”)以并联的方式连接的两个IGBT3(在这里是“34、36”)设为截止状态的方式进行控制，来执行PSD控制。像这样，若将两个IGBT3控制为截止状态来执行PSD控制，则在阶段2，导通状态的IGBT3仅为U相下段侧IGBT32。即，在开始时刻“t3”的FSD控制时，在与对象臂(在这里是V相)不同的2相臂(在这里是U相、W相)的电流均为零时，在剩余的全部的臂中被控制为导通状态的IGBT3仅为U相下段侧IGBT32。逆变器控制装置20在开始FSD控制时，在与对象臂(在这里是V相)不同的2相的臂(在这里是U相、W相)的电流均为零时，以作为在剩余的全部的臂中被控制为导通状态的IGBT3，将U相下段侧IGBT32设为截止状态的方式进行控制(图2：阶段3)。在上述，对作为ASC控制执行下段侧ASC控制的例子进行了说明，但以下，对作为ASC控制执行上段侧ASC控制的方式进行了说明。即、对作为再生电力抑制控制，依次执行上段侧ASC控制、PSD控制、FSD控制的方式进行说明。图5是示意性地表示接触器9释放时的控制例的波形图，图6是表示上述的阶段1中的IGBT3的控制例和电流的流向的等价电路图，图7同样是表示阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向的等价电路图。若在图5所示的时刻“t0”，接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc开始上升。逆变器控制装置20若判定为接触器9是释放状态(接触器打开)，则开始再生电力抑制控制。若开始再生电力抑制控制，则首先执行ASC控制。在这里，由于如图6所示，执行上段侧ASC控制，所以上段侧IGBT(31、33、35)被控制为导通状态，下段侧IGBT(32、34、36)被控制为截止状态。W相电流Iw流过W相上段侧IGBT35。U相电流Iu流过U相上段侧IGBT31，并且也流过以反并联的方式与U相上段侧IGBT31连接的U相上段侧FWD51。同样地，V相电流Iv流过V相上段侧IGBT33，并且也流过以反并联的方式与V相上段侧IGBT33连接的V相上段侧FWD53。如图5所示，若在时刻“t0”接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc开始上升，但若在时刻“t1”执行下段侧ASC控制，则如图6所示，电流环流，所以直流链路电压Vdc的上升停止在电压“V1”。执行上段侧ASC控制的期间相当于阶段1。在阶段1的期间，即，ASC控制的执行中，任意1相的臂(对象臂)的电流(相电流)成为零时，执行PSD控制。在这里，在阶段1期间U相电流Iu成为零时执行PSD控制。对象臂是U相臂，在U相臂中，至少将被控制为导通状态的U相上段侧IGBT31控制为截止状态。由此，U相成为被关闭的状态，逆变器10成为被部分关闭的状态(阶段2)。在实施了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5对直流链路电容器4充电，但由于在相电流(Iu)是零的状态下进行关闭，所以直流链路电压Vdc不上升。U相电流Iu流过U相上段侧IGBT31，并且也流过以反并联的方式与U相上段侧IGBT31连接的U相上段侧FWD51。因此，逆变器控制装置20也能够在正向流入导通状态的FWD5(在这里是U相上段侧FWD51)的电流为零时，以将与该FWD5(51)以并联的方式连接的IGBT3(在这里是U相上段侧IGBT31)设为截止状态的方式进行控制，来执行PSD控制。由于该状态是3相中的2相被设为导通状态的状态，所以能够称为2相开关(TowPhaseSwitching)控制。图7示出了阶段2中的IGBT3的控制例和电流的流向。如图7所示，W相电流Iw流过W相上段侧IGBT35，V相电流Iv流过V相上段侧IGBT33，并且也流过以反并联的方式与V相上段侧IGBT33连接的V相上段侧FWD53。由于U相被关闭，所以V相电流Iv与W相电流Iw平衡。因此，V相电流Iv和W相电流Iw在相同的时刻(在这里是时刻“t3”)成为零。逆变器控制装置20在与对象臂(在这里是U相)不同的2相的臂(在这里是V相、W相)的电流均为零时，执行以在剩余的全部的臂中将被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“33、35”)设为截止状态的方式进行控制的FSD控制(图5：阶段3)。在执行了关闭的情况下，积蓄在定子线圈8中的电力经由FWD5对直流链路电容器4进行充电，但由于在相电流(Iv、Iw)是零的状态下执行关闭，所以直流链路电压Vdc不上升。然而，若参照图6以及图7，在阶段1以及阶段2双方，V相电流Iv流过V相上段侧IGBT33，并且也流过以反并联的方式与V相上段侧IGBT33连接的V相上段侧FWD53。即、在阶段2，即使V相上段侧IGBT33是截止状态，V相电流Iv也环流。因此，在开始时刻“t2”的PSD控制时，也可以与U相上段侧IGBT31一起将V相上段侧IGBT33控制为截止状态。即、逆变器控制装置20也可以以将对象臂(在这里是U相)中被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“31”)、和在与对象臂不同的2相(在这里是V相、W相)的臂中被控制为导通状态的IGBT3(33、35)中的、正向与导通状态的FWD5(在这里是“53”)以并联的方式连接的IGBT3(33)这两个IGBT3设为截止状态的方式进行控制，来执行PSD控制。换言之，逆变器控制装置20也可以以将被控制为导通状态的IGBT3(在这里是“31、33、35”)中的、正向与导通状态的FWD5(在这里是“51、53”)以并联的方式连接的两个IGBT3(在这里是“31、33”)设为截止状态的方式进行控制，来执行PSD控制。像这样，在将两个IGBT3控制为截止状态，来执行PSD控制的情况下，在阶段2中，导通状态的IGBT3仅为W相上段侧IGBT35。由于该状态是仅将3相中的1相设为导通状态的状态，所以能够称为单相开关(SinglePhaseSwitching)控制。在该情况下，在时刻“t3”的FSD控制的开始时，在与对象臂(在这里是U相)不同的2相臂(在这里是V相、W相)的电流均为零时，在剩余的全部的臂中被控制为导通状态的IGBT3仅为W相上段侧IGBT35。逆变器控制装置20在FSD控制的开始时，在与对象臂(在这里是U相)不同的2相臂(在这里是V相、W相)的电流均为零时，以作为在剩余的全部的臂中被控制为导通状态的IGBT3，将W相上段侧IGBT35设为截止状态的方式进行控制(图5：阶段3)。如以上说明的那样，在阶段1中执行的ASC控制既可以是上段侧ASC控制，也可以是下段侧ASC控制。优选逆变器控制装置20在接触器打开时，根据3相的臂的电流相位，选择上段侧ASC控制以及下段侧ASC控制的任意一个来执行ASC控制。具体而言，优选如图3所示，在接触器打开时(在时刻“t0”)，在3相电流的波形在正侧有2相，在负侧有1相的情况下，选择下段侧ASC控制，如图6所示，在接触器打开时，在3相电流的波形在负侧有2相，在正侧有1相的情况下，选择上段侧ASC控制。下述表1示有3相电流的波形和各IGBT3的开/关控制的状态。如表1所示，根据3相电流(Iu、Iv、Iw)的波形存在6个状态。将其用Sector来表示。表中的“Su+、Sv+、Sw+、Su-、Sv-、Sw-”分别表示U相上段侧IGBT31、V相上段侧IGBT33、W相上段侧IGBT35、U相下段侧IGBT32、V相下段侧IGBT34、W相下段侧IGBT36。即、“S”表示开关元件，“u、v、w”下标表示3相各相，“+”表示上段侧，“-”表示下段侧。另外，表中的“0”表示截止状态，“1”表示导通状态。因此，在作为3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况的Sector1、3、5中，执行下段侧ASC控制。另一方面，在作为3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况的Sector2、4、6中，执行上段侧ASC控制。表1：3相电流的波形和ASC控制时的开关元件的开/关控制的状态[表1]SectorIuIvIwSu+Sv+Sw+Su-Sv-Sw-1+-+0001112+--1110003++-0001114-+-1110005-++0001116--+111000在3相电流的波形在正侧有2相，在负侧有1相的情况下，在下段侧ASC控制的执行中下段侧的FWD5导通的相存在2相。另外，在3相电流的波形在负侧有2相，在正侧有1相的情况下，在上段侧ASC控制的执行中上段侧的FWD5导通的相存在2相。因此，由于在进行PSD控制时能够控制为截止状态的IGBT3为1个或者2个，所以控制的选项增大。另外，如上所述，由于在移至PSD控制时，能够使两个IGBT3从导通状态迁移至截止状态，所以也能够抑制由大电流流动引起的IGBT3的消耗，而减少给寿命带来的影响。本实施方式的逆变器控制装置20对SD控制和ASC控制进行组合，适当地执行将流入旋转电机80的电流设为零的再生电力抑制控制(SD-ASC混合控制)。对于SD控制、ASC控制、SD-ASC混合控制，存在根据接触器打开时的旋转电机80的动作状态分别适合的区域。图8在由旋转电机80的旋转速度和扭矩表示的动作坐标图上，示出了各个控制方式适合的区域。旋转速度较高的区域，图8中的区域“defg”(区域“R2”)由于由旋转电机80产生的电动势(EMF：ElectromotiveForce)较高，所以适合ASC控制。线“dg”表示反电动势(BEMF：BackElectromotiveForce)为直流链路电压Vdc以上的边界。旋转速度较低的区域，图8中的区域“0acdg”(区域“R1+R3”)适合SD控制。即、SD控制在直流链路电压Vdc比由旋转电机80产生的电动势大的情况下执行。若以能够在适合该SD控制的区域“0acdg”的全部区域进行SD控制的方式构建逆变器控制装置20，则需要鉴于该区域的直流链路电压Vdc的上升的设计。例如，对IGBT3等开关元件要求较高的耐压，对直流链路电容器4要求较大的电容、较高的耐压。但是，在旋转速度以及扭矩较高的区域“bcd”(区域“R3”)，只要能够抑制直流链路电压Vdc的上升，就能够缓和这些要求。因此，优选在图8的区域“bcd”(区域“R3”)中应用上述的再生电力抑制控制。〔其它实施方式〕以下，对其它实施方式进行说明。另外，以下说明的各实施方式的结构并不限于分别单独应用，只要不产生矛盾，也能够与其它实施方式的结构组合来应用。(1)在上述，例示出了在接触器9成为了释放状态后，按照时间序列来执行主动短路控制、部分关闭控制、全关闭控制的方式。但是，也可以不进行主动短路控制，而是在接触器9成为了释放状态后，按照时间序列来执行部分关闭控制、全关闭控制。即、也可以在接触器9成为了释放状态的情况下，在对象臂中，开始部分关闭控制，之后，在与对象臂不同的2相臂的电流均为零时开始全关闭控制。此时，优选，也可以根据3相臂的电流相位，来选择对象臂，并执行部分关闭控制。例如，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的臂作为对象臂。另外，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的臂作为对象臂。图9示出了旋转电机80正转时的电流波形。图中的带有箭头的数字与表1相同，表示与3相电流(Iu、Iv、Iw)的波形相应的6个状态(Sector)。例如，在Sector1中，U相电流Iu和W相电流Iw这2相电流波形比振幅中心靠正侧。而且，在Sector1的范围内，U相电流Iu朝向电流值的峰值，W相电流Iw朝向振幅中心。因此，在Sector1中，W相臂是对象臂。在部分关闭控制中，在对象臂中将被控制为导通状态的IGBT3控制为截止状态。换言之，将对象臂的全部的IGBT3(上段侧IGBT以及下段侧IGBT)控制为截止状态。若是上述的Sector1，则将被控制为导通状态的W相上段侧IGBT35控制为截止状态。由于W相下段侧IGBT36在Sector1中是截止状态，所以通过将W相上段侧IGBT35控制为截止状态，W相臂的全部的IGBT3成为截止状态。在这里，在Sector1中，优选电流波形比振幅中心靠正侧的2相中的、与对象臂不同U相臂的IGBT3更换其开/关状态。具体而言，在Sector1中，U相上段侧IGBT31是导通状态，U相下段侧IGBT32是截止状态。在将作为对象臂的W相上段侧IGBT35控制为截止状态时，将U相上段侧IGBT31控制为截止状态，将U相下段侧IGBT32控制为导通状态。如图9所示，在Sector1中，V相电流Iv比振幅中心靠负侧，V相下段侧IGBT34是导通状态。因此，若U相下段侧IGBT32成为导通状态，则电流按照U相下段侧IGBT32以及FWD52、U相定子线圈8u、V相定子线圈8v、V相下段侧IGBT34、U相下段侧IGBT32以及FWD52的路径环流。即、形成部分的主动短路。如上所述，执行部分关闭控制，另一方面，若改变立场，则也能够执行部分主动短路控制。或者，参照图7如上所述，由于该状态是将3相中的2相设为导通状态的状态，所以能够称为2相开关(TowPhaseSwitching)控制。例如，在Sector6中，U相电流Iu与V相电流Iv这2相电流波形比振幅中心靠负侧。而且，在Sector6的范围内，V相电流Iv朝向电流值的负的峰值，U相电流Iu朝向振幅中心。因此，在Sector6中，U相臂是对象臂。在Sector6中，U相下段侧IGBT32、V相下段侧IGBT34、W相上段侧IGBT35是导通状态。因此，将U相下段侧IGBT32控制为截止状态，V相臂更换上限段的IGBT(33、34)的开/关将V相下段侧IGBT34控制为截止状态，将V相上段侧IGBT33控制为导通状态。维持U相上段侧IGBT31、W相的上下段的IGBT(35、36)的开/关状态。通过这样的控制，在Sector6中，电流按照V相上段侧IGBT33以及FWD53、W相上段侧IGBT35、W相定子线圈8w、V相定子线圈8v、V相上段侧IGBT33以及FWD53的路径环流。即、形成部分的主动短路。即、参照图7，与上述的方式相同，成为执行部分关闭控制、或者部分主动短路控制、或者2相开关(TowPhaseSwitching)控制的状态。像这样，若也以形成主动短路的方式对对象臂以外的臂IGBT3进行控制，则能够在与经过了主动短路控制的情况相同的状态下，执行部分关闭控制。若进行一般化，则逆变器控制装置20在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，以选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的臂作为对象臂，并在该对象臂中将成为导通状态的IGBT3控制为截止状态，进一步将该2相中的、与对象臂不同的相的臂的上段侧IGBT3设为截止状态，并且将下段侧IGBT3设为导通状态的方式进行控制，来执行部分关闭控制。另外，逆变器控制装置20在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，以选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的臂作为对象臂，并在该对象臂中将成为导通状态的IGBT3控制为截止状态，进一步将该2相中的、与对象臂不同的相的臂的下段侧IGBT3设为截止状态，并且将上段侧IGBT3设为导通状态的方式进行控制，来执行部分关闭控制。将在与经过了主动短路控制的情况相同的状态下，执行部分关闭控制的情况下的3相电流的波形和各开关元件的开/关控制的状态示于下述的表2。表2：3相电流的波形与PSD控制时的开关元件的开/关控制的状态(与ASC控制同时执行PSD控制的情况)[表2]SectorIuIvIwSu+Sv+Sw+Su-Sv-Sw-1++0001102+1010003++0000114+1100005++0001016+011000在上述，以与部分主动短路控制一起进行部分关闭控制的方式为中心进行了说明，但在通常控制中，也可以在接触器9成为了释放状态后，不进行主动短路控制和部分主动短路控制，而是按照时间序列来执行部分关闭控制、全关闭控制。下述所示的表3示出了从通常控制开始执行部分关闭控制的情况下的3相电流的波形和各开关元件的开/关控制的状态。通过表2与表3的比较可知，不伴随部分主动短路控制地、执行部分关闭控制。表3：3相电流的波形与PSD控制时的开关元件的开/关控制的状态(从通常控制开始仅执行PSD控制的情况下)[表3]SectorIuIv1wSu+Sv+Sw+Su-Sv-Sw-1++1000102+--1000013++-0100014-+-0101005-++0011006--+001010(2)在不进行主动短路控制，而在接触器9成为了释放状态后，按照时间序列来执行部分关闭控制、全关闭控制的情况下，优选在任意1相的臂即对象臂的电流成为零时，开始部分关闭控制。如上所述，若在部分关闭控制的开始时，对象臂的电流是零，则抑制电流的流动不被关闭妨碍，而导致直流链路电压Vdc的上升。(3)如上所述，若接触器9成为释放状态，则直流链路电压Vdc立刻上升。因此，优选逆变器控制装置20迅速地判定接触器9成为了释放状态，而开始再生电力抑制控制。因此，在上述说明中，不是一般而言利用需要通信时间的CAN等经由车辆ECU90来获取接触器9的状态，而是例示出了能够基于直流链路电压Vdc的检测结果，迅速地判定出接触器9成为了释放状态的例子。另外，作为另一个实施方式，也可以基于由设置在高压电池11与直流链路电容器4之间的电池电流传感器15检测出的高压电池11的电流(电池电流)的急剧的变化来判定接触器打开。若接触器9成为释放状态，则高压电池11与其后段的电路(直流链路电容器4、逆变器10、旋转电机80等)的电连接状态急剧变化。因此，出入高压电池11的电流也急剧变化。因此，在该情况下，与利用CAN等经由车辆ECU90获取接触器9的状态相比，逆变器控制装置20能够基于高压电池11的电流的检测结果，迅速地判定接触器9成为了释放状态。这样，为了防止因接触器打开而平滑电容器(直流链路电容器4)的端子间电压(直流链路电压Vdc)在短时间内上升，迅速地检测接触器打开特别重要。〔实施方式的概要〕以下，对在上述说明的实施方式的逆变器控制装置(20)的概要进行简单说明。作为一个优选的实施方式，逆变器控制装置(20)被构成为：以具备：经由接触器(9)与直流电源连接并且与交流的旋转电机(80)连接并在直流与3相交流之间进行电力转换，且其交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成的逆变器(10)、和使上述逆变器(10)的直流侧的电压即直流链路电压(Vdc)平滑的直流链路电容器(4)的旋转电机驱动装置(1)为控制对象，开关控制构成上述逆变器(10)的开关元件(3)的逆变器控制装置(20)，在上述旋转电机(80)旋转中上述接触器(9)成为了释放状态的情况下，执行以在任意1相的上述臂即对象臂中将被控制为导通状态的开关元件(3)设为截止状态的方式进行控制的部分关闭控制，之后，在与上述对象臂不同的2相上述臂的电流均成为零时，执行以在剩余的全部的上述臂中将被控制为导通状态的开关元件(3)设为截止状态的方式进行控制的全关闭控制。根据该结构，由于在部分关闭控制中，只有1相被关闭，所以被关闭妨碍的电流的流动被限定，而减少直流链路电压(Vdc)的上升。由于在从部分关闭控制抑制全关闭控制时，被关闭的臂的电流是零，所以减少由关闭引起的直流链路电压(Vdc)的上升。另外，在开始部分关闭控制之前，也可以不进行特别的控制而进行通常控制，例如也可以执行主动短路控制。例如，在执行主动短路控制的情况下，直流链路电压(Vdc)的上升大致被限定在接触器(9)成为了释放状态后，且开始主动短路控制之前的期间，能够大幅抑制直流链路电压(Vdc)的上升。这样，根据本结构，在对逆变器(10)和直流电源进行连接的接触器(9)成为了释放状态时，能够抑制逆变器(10)的直流链路电压(Vdc)的上升、环流电流的总量并且将流入旋转电机(80)的电流设为零。在这里，也可以优选，根据3相的臂的电流相位，来选择对象臂，执行部分关闭控制。由于3相的臂的电流相位的相对关系与逆变器(10)的空间矢量(开关控制的状态)对应，所以能够根据空间矢量(开关控制的状态)来选择适当的对象臂。在这里，优选逆变器控制装置(20)在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的上述臂作为上述对象臂，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，选择该2相中的、电流波形朝向振幅中心的相的上述臂作为上述对象臂。被关闭的臂的电流越接近零，越抑制电流的流动不被关闭妨碍，而导致直流链路电压(Vdc)的上升。由于振幅中心的电流为零，所以优选选择电流波形朝向振幅中心的相的臂作为对象臂。另外，优选逆变器控制装置(20)在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，以将该2相中的、与上述对象臂不同的相的上述臂的上述上段侧开关元件(3)设为截止状态，并且将上述下段侧开关元件(3)设为导通状态的方式进行控制，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，以将该2相中的、与上述对象臂不同的相的上述臂的上述下段侧开关元件(3)设为截止状态，并且将上述上段侧开关元件(3)设为导通状态的方式进行控制，来执行上述部分关闭控制。根据该结构，由于也以形成主动短路的方式对对象臂以外的臂的开关元件(3)进行控制，所以能够在与经过了主动短路控制的情况相同的状态下，执行部分关闭控制。即，通过按照时间序列在适当的时机执行主动短路控制和关闭控制，所以能够抑制主动短路控制的电流，并抑制由关闭控制引起的电压上升。作为优选的实施方式，逆变器控制装置(20)也可以在上述旋转电机(80)旋转中上述接触器(9)成为了释放状态的情况下，执行将3相全部的上述臂的上述上段侧开关元件(3)设为导通状态的上段侧主动短路控制、以及将3相全部的上述臂的上述下段侧开关元件(3)设为导通状态的下段侧主动短路控制的任意一个主动短路控制，在开始上述主动短路控制后，执行上述部分关闭控制。根据该结构，在接触器(9)成为了释放状态后，按照时间序列执行主动短路控制、部分关闭控制、全关闭控制。在主动短路控制中具有大电流持续环流的课题，在关闭控制中具有直流链路电容器(4)的端子间电压(直流链路电压(Vdc))大幅上升的课题。但是，像该结构这样，通过按照时间序列以适当的时机执行主动短路控制和关闭控制，能够抑制主动短路控制的电流，并抑制由关闭控制引起的电压上升。作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)在上述对象臂的电流为零时，以至少在上述对象臂中将被控制为导通状态的上述开关元件(3)设为截止状态的方式进行控制，来执行上述部分关闭控制。根据该实施方式，由于在开始部分关闭控制时对象臂的电流为零，所以抑制电流的流动不被关闭妨碍，而导致直流链路电压(Vdc)的上升。同样地，由于在从部分关闭控制移至全关闭控制时，被关闭的臂的电流也是零，所以能够抑制因关闭而导致直流链路电压(Vdc)的上升。例如，优选在接触器(9)成为了释放状态后，按照时间序列来执行主动短路控制、部分关闭控制、全关闭控制，并在对象臂的电流为零时执行部分关闭控制。如上所述，若在移至部分关闭控制时以及移至全关闭控制时被关闭的臂的电流为零，则抑制电流的流动不被关闭妨碍，而导致直流链路电压(Vdc)的上升。即、由于直流链路电压(Vdc)的上升大致被限定在接触器(9)成为了释放状态后，且开始主动短路控制之前的期间，所以特别能够大幅抑制直流链路电压(Vdc)的上升。一般而言，逆变器(10)具备以从下段侧朝向上段侧的方向为正向与各开关元件(3)以并联的方式连接的续流二极管(5)而构成。在具备该结构的情况下，作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)在上述正向流入导通状态的上述续流二极管(5)的电流为零时，以将与该续流二极管(5)以并联的方式连接的上述开关元件(3)设为截止状态的方式进行控制，来执行上述部分关闭控制。由于电流的方向由续流二极管(5)规定，所以对象臂的确定很容易。另外，在对象臂中，由于在流入续流二极管(5)的电流为零时，流入开关元件(3)的电流也为零，所以逆变器控制装置(20)能够以在适当的时机对象臂的开关元件(3)成为截止状态的方式进行控制。另外，作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)根据3相的上述臂的电流相位，选择上述上段侧主动短路控制、以及上述下段侧主动短路控制的任意一个，来执行上述主动短路控制。接着主动短路控制执行部分关闭控制，在部分关闭控制时需要对象臂的电流为零。若主动短路控制的执行时间变长，则大电流环流那样长的时间，所以优选能够缩短主动短路控制的执行时间。在开始主动短路控制后，到对象臂的电流成为零的时间取决于主动短路控制开始时的3相的电流相位。另外，也取决于在此时执行上段侧主动短路控制以及下段侧主动短路控制的哪一个。因此，通过根据3相的臂的电流相位，来选择上段侧主动短路控制以及下段侧主动短路控制的任意一个，能够缩短主动短路控制的执行时间，而能够缩短大电流环流的时间。在这里，作为一个实施方式，优选逆变器控制装置(20)在开始上述主动短路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠正侧的情况下，执行上述下段侧主动短路控制，在开始上述主动短路控制的执行时，在3相中的2相的电流波形比振幅中心靠负侧的情况下，执行上述上段侧主动短路控制。在3相电流的波形在正侧有2相，在负侧有1相的情况下，在下段侧主动短路控制的执行中存在2相下段侧的续流二极管(5)导通的相。另外，在3相电流的波形在负侧有2相，在正侧有1相的情况下，在上段侧主动短路控制的执行中存在2相上段侧的续流二极管导通的相。因此，由于在进行部分关闭控制时能够控制为截止状态的开关元件(3)是1个或者2个，所以控制的选项增大。若在移至部分关闭控制时，能够使两个开关元件(3)从导通状态迁移至截止状态，则能够抑制大电流流过的开关元件(3)的消耗，而减少给寿命带来的影响。在部分关闭控制中，在对象臂的电流成为零时，至少在对象臂中将被控制为导通状态的开关元件(3)控制为截止状态。但是，逆变器(10)具备续流二极管(5)，在某个臂中电流流过续流二极管(5)的状态下，即使与该续流二极管(5)以并联的方式连接的开关元件(3)是截止状态，电流也会流入该臂。因此，在部分关闭控制中，若电流经由续流二极管(5)持续流动，则是对象臂以外的臂、开关元件(3)与对象臂一起成为截止状态都没有问题。由于在主动短路控制中大电流环流，所以通过提前将电流流过的开关元件(3)设为截止状态，能够抑制开关元件(3)的寿命的降低。即、优选在上述逆变器(10)具备以从下段侧朝向上段侧的方向为正向与各开关元件(3)以并联的方式连接的续流二极管(5)的情况下，上述逆变器控制装置(20)以将在上述对象臂中被控制为导通状态的开关元件(3)、和在与上述对象臂不同的2相上述臂中被控制为导通状态的开关元件(3)中的、在上述正向与导通状态的上述续流二极管(5)以并联的方式连接的开关元件(3)这两个开关元件(3)设为截止状态的方式进行控制，来执行上述部分关闭控制。本发明能够利用于经由逆变器驱动控制交流的旋转电机的逆变器控制装置。附图标记的说明1…旋转电机驱动装置；3…IGBT(开关元件)；4…直流链路电容器；5…续流二极管；9…接触器；10…逆变器；11…高压电池(直流电源)；20…逆变器控制装置；31～36…IGBT(开关元件)；51～56…续流二极管；80…旋转电机；Vdc…直流链路电压。当前第1页1 2 3