DC‑AC功率转换器的制作方法
本发明涉及dc-ac功率转换器。通常，这种dc-ac功率转换器具有主dc输入端和主ac输出端，并且能够将主dc输入端处的dc电压转换并适配(adapt)成在主ac输出端处的正弦ac电压，并且能够在主ac输出端处输送额定电流。它包括串联的dc-dc转换器和跟在其后的双向电压型dc-ac转换器。槽路电容器(tankcapacitor)并联连接到dc-dc转换器的dc输出端。
背景技术：
dc-ac功率转换器是本领域技术人员已知的，并且通常用在电信行业中。由于历史原因，这个行业中的负载通常需要ac输入电压，而能量常常是由提供dc电压的电池输送的，而作为能源供应者的电池常常在低功率应用中被选择。
图1示出了本领域技术人员已知的dc-ac功率转换器1的示例。这种转换器能够将其主输入端10处的dc电压转换成其主ac输出端20处的ac电压。如图1中图示的，本领域技术人员已知的dc-ac功率转换器通常包括第一dc-dc转换器30，其通常具有两个功能：首先，适配(例如，增加)由连接在主dc输入端10处的电池提供的dc电压；其次，流电隔离这个低电压电池并因此保护其免受来自主ac输出端20的扰动或故障的影响。为了实现这第二个功能，必须隔离第一dc-dc转换器30(参见双划线(doublestrike))。槽路电容器40通常连接在第一dc-dc转换器30和dc-ac转换器50之间。这第二个转换器50在主ac输出端20处提供所需的正弦ac电压。
dc-ac功率转换器(诸如图1中所示的)存在不同的损耗。因此，这种转换器的效率不是最佳。
文献jp11206133a公开了一种配备有电流型功率转换器和电压型功率转换器的ac-ac功率转换器。在电流型功率转换器中，从将ac输出转换成dc电流的整流器输出的dc电流由电抗器平滑并被供给逆变器。通过由半导体元件构成的逆变器的开关元件的开-关控制，dc电流被逆变器转换成120°电流流方波型ac电流。因此，逆变器电路向负载供给主电流，诸如到感应马达的三相ac电流。电压型功率转换器经由电抗器与电流型功率转换器的ac输出端子连接，通过由半导体元件构成的逆变器的开关元件的开-关控制将从输入侧电容器获得的dc电压转换成ac电压，并且控制从电流型功率转换器供给负载的电流，以便获得正弦波。电流型功率转换器的输出电流相位由电压型功率转换器的相间电压切换。所解决的问题是减少构成逆变器电路的半导体元件中的功率损耗以及在负载快速变化时的电流增加。
文献ep2770624a1公开了一种用于从dc电压输入产生到三相输出端的三相电流的方法和装置。该方法包括通过使用开关转换器产生正电流、负电流和中间电流。所产生的正电流在给定时间遵循正弦三相信号的最高相位的路径，所产生的负电流在给定时间遵循三相信号的最低相位的路径，并且所产生的中间电流在给定时间遵循最高相位和最低相位之间的三相信号的相位的路径。所产生的电流依次切换到三相输出端的每个相导体，使得在输出导体中形成三相电流的相电流。
技术实现要素：
本发明的目的
本发明意在提供一种给出比现有技术更高效率的dc-ac功率转换器。
发明概述
根据本发明的dc-ac功率转换器具有主dc输入端和主单相ac输出端，能够将所述主dc输入端处的dc电压转换并适配成在所述主ac输出端处的具有基频f0的正弦ac电压voutac，并且能够在所述主ac输出端处输送额定功率。dc-ac功率转换器包括：
-第一dc-dc转换器，具有作为输入端的所述主dc输入端并具有第一dc输出端；
-双向电压型dc-ac转换器，具有并联连接到第一dc输出端的第一dc输入-输出端和并联连接到主ac输出端的第一ac输出-输入端；
-槽路电容器，并联连接到所述第一dc输出端；
其中所述主dc输入端具有第一端子和第二端子。
在一些应用中，正弦ac输出电压可以例如由梯形ac输出电压代替。具有这种输出的dc-ac功率转换器也在本发明的范围内。
dc-ac转换器的特征在于它还包括：
-电流型dc-ac转换器，具有第一dc输入端和第一ac输出端，所述第一dc输入端并联连接到所述主dc输入端，并且所述第一ac输出端并联连接到所述主ac输出端；及
-控制装置，用于：
-控制所述双向电压型dc-ac转换器，用于在所述第一ac输出-输入端处输送具有所述基频f0的正弦ac电压；
-控制所述电流型dc-ac转换器，用于在所述第一ac输出端处输送具有所述基频f0并与所述正弦ac电压同相的准方型ac电流；
-强制所述额定功率的至少50％由所述电流型dc-ac转换器提供。
表述“电压型”dc-ac转换器意味着这个转换器表现为电压源。表述“电流型”dc-ac转换器意味着这个转换器表现为电流源。表述“电压源”和“电流源”是本领域技术人员众所周知的。
控制装置能够控制电流型dc-ac转换器，用于在其输出端(即，第一ac输出端)处输送准方型电流。因此，在所述第一ac输出端处输送的电功率相对于在图2的dc-ac转换器“50”的输出端处输送的功率变化较小。控制装置能够强制在dc-ac功率转换器的主ac输出端处的额定功率(电流)的至少50％(优选地50-70％)由电流型dc-ac转换器提供。额定功率(电流)优选地被定义为当无源负载连接到主ac输出端时的电功率(电流)的rms值。转换器“50”对输出电压正弦波的低侧操作，而转换器“70”对其高侧操作。转换器“50”和“70”被独立驱动。由于电流型dc-ac转换器70比串联的转换器“30”和“50”在能量转换方面更直接，因此当转换器70远离零电压(即，处于高输出电压)时，转换器“70”的效率增加。
连接到双向电压型dc-ac转换器的第一dc-ac输入-输出端的槽路电容器能够经由具有作为输入端的主dc输入端的第一dc-dc转换器来提供互补的电功率，以便在主ac输出端处获得正弦电压，并且，如果无源负载被连接到主ac输出端，则还获得正弦电流。由双向电压型dc-ac转换器输送的电流以及因此还有电功率变化更大。控制装置能够控制双向电压型dc-ac转换器，用于在其第一ac输出-输入端处输送正弦电压。这第一ac输出-输入端与主ac输出端并联地电连接。因此，如果无源负载被连接到主ac输出端，则正弦电流流过它。在双向dc-ac转换器的第一ac输出-输入端处流动的电流可以根据第一kirchoff定律找到：这种电流是通过取在主ac输出端处的正弦电流与在第一ac输出端处由电流型dc-ac转换器提供的准方电流之间的差异来获得的。因此，在双向电压型dc-ac转换器的第一ac输出-输入端处流动的电流经历相对较大的变化。因此，双向dc-ac转换器的效率小于第一隔离dc-ac转换器的效率。但是，由于控制装置能够强制额定电流的至少50-70％由电流型dc-ac转换器提供，因此由电流型dc-ac转换器执行的效率增益不会被双向电压型dc-ac转换器中引起的效率损失抵消。因此，dc-ac功率转换器的总效率增加。
优选地，在根据本发明的dc-ac功率转换器中，在所述主ac输出端处的所述正弦ac电压具有变化的瞬时值voutac(t)和峰值voutac(max)；所述控制装置还能够控制所述第一dc-dc转换器和所述电流型dc-ac转换器，用于当|voutac(t)|<0.40*voutac(max)时通过第一dc-dc转换器从主dc输入端向槽路电容器充电。要注意的是，|voutac(t)|是voutac(t)的绝对值。
期望在主dc输入端处具有几乎恒定的输入电功率。但是，在主ac输出端处，所输送的电功率不是恒定的。特别地，当主ac输出端处的正弦ac电压voutac等于或接近零时，输送的电功率也等于或接近零。在这个优选实施例中，控制装置还能够控制第一dc-dc转换器，用于维持在所述主dc输入端处的输入电功率几乎恒定。更精确地说，控制装置强制：当在主ac输出端处输送的电功率接近零时，通过第一dc-dc转换器从主dc输入端对槽路电容器进行充电。
在用于根据本发明的dc-ac功率转换器的优选实施例中：
-所述第一dc-dc转换器是隔离的转换器并且包括：
-初级电路，具有作为输入端的所述主dc输入端，具有初级输出端，所述初级输出端具有第一初级端子和直接连接到所述第二端子的第二初级端子，包括：
·在第一端子和第一初级端子之间串联连接的输入电感和初级电容器；
·输入开关装置，用于将所述输入电感和所述初级电容器之间的接合点与第二端子和第二初级端子之间的接合点交替地连接和断开连接；
-第一次级电路，具有第一次级输入端和作为输出端的所述第一dc输出端；
-所述电流型dc-ac转换器是隔离的转换器并且包括：
-相同的初级电路；
-第二次级电路，用于在所述第一ac输出端处提供所述准方型ac电流的正半周，具有第二次级输入端和第二次级输出端，所述第二次级输出端并联连接到所述第一ac输出端；
-第三次级电路，用于在所述第一ac输出端处提供所述准方型ac电流的负半周，具有第三次级输入端和第三次级输出端，所述第三次级输出端并联连接到所述第一ac输出端(85)；及
-所述dc-ac功率转换器还包括隔离的变压器，用于将所述初级输出端分别磁力作用地连接到所述第一、第二和第三次级输入端。
在这个优选实施例中，第一dc-dc转换器和电流型dc-ac转换器是隔离的。因此，在主dc输入端与主ac输出端之间存在流电隔离，从而允许隔离并因此保护连接到主dc输入端的电池免受主ac输出端的可能干扰。而且，这个优选实施例的特征还在于，第一dc-dc转换器和电流型dc-ac转换器具有相同的初级电路，并且所述初级电路仅具有一个开关装置。这种实现允许获得使用很少组件并且因此更便宜的紧凑型dc-ac功率转换器。
在根据另一个优选实施例的dc-ac功率转换器中，其中所述第一ac输出端具有第三端子和第四端子，并且所述第二次级输入端具有第五端子和直接连接到所述第四端子的第六端子，
-所述第三次级输入端具有相同的第六端子和第八端子；
-所述第二次级电路包括：
-第一次级电容器和第一次级电感，其中所述第一次级电容器串联连接在所述第五端子和所述第一次级电感之间，所述第一次级电感与所述第三端子连接；
-第一次级开关装置，用于将所述第一次级电容器和所述第一次级电感之间的接合点与所述第四端子和所述第六端子之间的接合点交替地断开连接和通过第一次级二极管相连接；
-所述第三次级电路包括：
-第二次级电容器和第二次级电感，其中所述第二次级电容器串联连接在所述第八端子和所述第二次级电感之间，所述第二次级电感与所述第三端子连接；
-第二次级开关装置，用于将所述第二次级电容器和所述第二次级电感之间的接合点与所述第四端子和所述第六端子之间的接合点交替地断开连接和通过第二次级二极管相连接。
换句话说，这个优选实施例对应于其中电流型dc-ac转换器包括具有相同初级电路的两个隔离的cuk转换器的配置。cuk转换器是本领域技术人员已知的。这种转换器允许减少电流纹波，如本领域技术人员已知的(参见例如kluwer学术出版社由robertw.erickson和draganmaksimovic所著的“fundamentalsofpowerelectronics”一书)。这个实施例的优点在于使用分别与第二次级输入端和第三次级输入端并联连接的两个二极管(第一和第二次级二极管)和开关装置(第一和第二次级开关装置)。因此，相对于例如其中二极管(和/或开关装置)串联连接在第五(或第八)端子和第三端子之间的实现，由这些二极管和这些开关装置引起的损耗减小。
当在第一ac输出端处期望准方型电流的第一(例如，正)极性时，控制装置控制第一和第二次级开关装置，使得第二次级电路提供例如所述第一极性。在这个时间间隔期间，第三次级电路仅对第一ac输出端的电流起微弱的作用。不过，其小作用允许进一步减小在所述第一ac输出端处的电流纹波。
在dc-ac功率转换器的另一个优选实施例中：
-所述第一ac输出端具有第三端子和第四端子，
-所述第二次级输入端具有第五端子和第六端子；
-所述第三次级输入端具有相同的第六端子和第八端子；
-所述第二次级电路包括：
-次级电容器，串联连接在所述第六端子和第四端子之间，
-第一次级电感，串联连接在所述第五端子和所述第三端子之间；
-第一次级开关装置，用于将所述第五端子与所述次级电容器和所述第四端子之间的接合点交替地断开连接和通过第一次级二极管相连接；
-所述第三次级电路包括：
-相同的次级电容器，串联连接在所述第六端子和第四端子之间；
-第二次级阻抗，串联连接在所述第八端子和所述第三端子之间；
-第二次级开关装置，用于将所述第八端子与所述次级电容器和所述第四端子之间的接合点交替地断开连接和通过第二次级二极管相连接。
在这个优选实施例中，电流型dc-ac转换器还包括具有相同初级电路的两个隔离的cuk转换器。但是，第二和第三次级电路在这里共享同一个次级电容器，从而减少dc-ac功率转换器的元件数量，并因此分别降低其成本和重量。初级和次级电容器允许电容性能量从主dc输入端转移到第二或第三次级输出端。
根据根据本发明的dc-ac功率转换器的另一个优选实施例，其中：
-所述第一次级输入端具有第九端子和第十端子，
-所述第一dc输出端具有第十一端子和第十二端子；
所述隔离的变压器具有：
-初级绕组；
-第一、第二和第三次级绕组，相对于所述初级绕组分别具有1:t、1:n和1:n的匝数比；
-所述初级绕组连接到所述初级输出端；
-所述第一次级绕组连接到所述第一次级输入端；
-所述第二次级绕组连接到所述第二次级输入端；
-所述第三次级绕组连接到所述第三次级输入端；
-所述第一次级电路包括串联连接在所述第九端子和第十一端子之间的二极管，
-所述第十端子连接到所述第十二端子；及
-
其中vdc是跨过所述槽路电容器的恒定电压值。
优选地，在更优选的实施例中，
在这个优选实施例中，并联连接到所述dc输出的槽路电容器(电容器“40”)的充电由隔离的sepic电路执行。sepic拓扑是本领域技术人员已知的。这种构造具有在第一次级电路中不需要电感的优点。二极管的存在不会引起大的电压降，从而允许提供跨电容器的大的电压。通过选择
附图说明
本发明的这些和另外的方面将通过示例并参考附图更详细地解释。
图1图示了根据现有技术的dc-ac功率转换器的典型配置。
图2示意性地示出了根据第一实施例的本发明的dc-ac功率转换器。
图3示意性地示出了根据优选实施例的本发明的dc-ac功率转换器。
图4示意性地示出了根据另一个优选实施例的本发明的dc-ac功率转换器。
图5示意性地示出了根据又一个优选实施例的本发明的dc-ac功率转换器。
图6示意性地示出了根据又一优选实施例的本发明的dc-ac功率转换器。
图7示出了三个重要电流的时间变化。
图8示出了在主ac输出端处的具有基频f0的基本上正弦ac电压voutac的时间变化。
附图未按比例绘制。一般而言并且在可能的时候，完全相同的部件在图中用相同的标号表示。
具体实施方式
图2示意性地示出了根据第一实施例的本发明的dc-ac功率转换器1。dc-ac功率转换器1具有主dc输入端10和主ac输出端20。它能够将在所述主dc输入端10处的dc电压转换和适配(例如，放大)成在所述主ac输出端20处的具有基频f0的基本上正弦ac电压voutac，并且能够在所述主ac输出端20处输送额定电流。额定电流被定义为当负载连接到主ac输出端20时流过该负载的电流的rms值。术语“rms值”是本领域技术人员已知的。为了说明的目的，在图2中电阻器连接在主ac输出端20处。主dc输入端(10)具有第一端子11和第二端子12。
本发明的dc-dc转换器1包括具有作为输入端的所述主dc输入端10并具有第一dc输出端35的第一dc-dc转换器30。这个第一dc-dc转换器30优选地被隔离，以保护在所述主dc输入端10处连接的电池。优选地，这个第一dc-dc转换器30允许放大所述主dc输入端10处的电压。槽路电容器40并联地电连接到第一dc输出端35和双向电压型dc-ac转换器50的第一dc输入-输出端60并在这两者之间。所述双向电压型dc-ac转换器50具有第一ac输出-输入端65，其并联地电连接到主ac输出端20。由于第一dc-dc转换器30与双向电压型dc-ac转换器50之间的可能相移，槽路电容器40尤其允许电能的存储。由于这后一个转换器50是双向的，因此电能可以从第一dc输入-输出端60流到第一ac输出-输入端65以及反向流动。
如图2中所示，本发明的dc-ac功率转换器1还包括具有第一dc输入端80和第一ac输出端85的电流型dc-ac转换器70。第一dc输入端80并联地电连接到主dc输入端10，并且第一ac输出端85并联地电连接到主ac输出端20。第一ac输出端85具有第三端子86和第四端子87。
最后，本发明的dc-ac功率转换器1包括控制装置110，用于：
-控制所述双向电压型dc-ac转换器50，用于在所述第一ac输出-输入端65处输送具有所述频率f0的基本上正弦ac电压；
-控制所述电流型dc-ac转换器70，用于在所述第一ac输出端85处输送具有所述频率f0的并且与所述基本上正弦ac电压基本上同相的基本上准方型电流，以便提取基本上瞬时恒定功率；
-强制由整个dc-ac功率转换器1提供的额定功率(电流)的至少50-70％由所述电流型dc-ac转换器70提供。
可以使用不同类型的双向电压型dc-ac转换器50来生成在第一ac输出-输入端65处的具有所述频率f0的正弦ac电压。通常，这种转换器包括可以由pwm信号控制的开关，以便在这种转换器的ac输出端(即，在图2的情况下是第一ac输出-输入端65)输送基本上正弦ac电压。这种技术是本领域技术人员众所周知的。控制装置110可以是例如微控制器。
电流型dc-ac转换器70被控制，以便在第一ac输出端85处输送具有所述频率f0并且与转换器50的第一ac输出-输入端65处的基本上正弦ac电压基本上同相的基本上准方型电流。下面在优选实施例中给出这种电流型dc-ac转换器70的一些示例。通常，这种电流型dc-ac转换器70包括可以由pwm信号控制的开关装置，以便在第一ac输出端85处输送基本上准方型信号(电压或电流)。这样的技术是本领域技术人员公知的。
转换器(即，例如30、50、70)包括不同的电子部件。控制装置110强制电流型dc-ac转换器70在第一ac输出端85处输送基本上准方型电流。转换器50对整个电压正弦波范围工作，而转换器70仅对其高侧操作。转换器50和70被独立驱动。由于电流型dc-ac转换器70在能量转换方面比串联的转换器30和50更直接，因此当转换器70远离零电压(即，处于高输出电压)时，转换器70的效率增加。
控制装置110能够控制双向电压型dc-ac转换器50，用于在其第一ac输出-输入端65处输送基本上正弦电压。这第一ac输出-输入端65并联地电连接到主ac输出端20。因此，如果无源负载(例如，图2中所示的电阻器)连接到主ac输出端20，则基本上正弦电流流过它。在双向dc-ac转换器65的第一ac输出-输入端处流动并且我们称之为i3的电流可以从第一kirchhoff定律找到：这种电流i3是通过取流过负载(图2中的电阻器)的电流i2和在第一ac输出端85处由电流型dc-ac转换器70提供的基本上准方型电流(i1)之间的差来获得的，即，i2＝i1+i3。
因此，第一ac输出-输入端65处的电功率变化更大。为了增加dc-ac功率转换器1的全局效率，本发明人发现控制装置110应当强制：主ac输出端20处的额定功率的至少50％，优选地65％，更优选地70％由电流型dc-ac转换器提供。在主ac输出端处由电流型dc-ac转换器提供的额定功率的至少70％的这种最佳条件已经当功率路径在两个转换器之间共享时根据应用于电路部件的损耗模型(例如宏模型)(例如，焦耳损耗、开关损耗...)获得。
图7示出了在时间段
在t3和t4之间，i3增加并改变其符号(变为正)，并且在这个交叉点(过零点)(crossover)，槽路电容器40被停止加载，并且电功率从槽路电容器40转移到连接在主ac输出端20处的负载。在时刻t4，转换器70被关断，电流i1急剧下降到零，电流i3根据急剧转变变为正。再次在t4处的转变附近，i1大于i2，并且由电流型dc-ac转换器70输送的电功率的过剩部分通过双向电压型dc-ac转换器50被发送到槽路电容器40。
在t4和t0/2之间，电流i3为正，并且之后是i2。t3优选地等于t0/10，更优选地等于t0/20再更优选地等于t0/30或更小。
本发明的dc-ac功率转换器1能够在其主ac输出端20处输送具有基频f0的基本上正弦ac电压voutac。图8示出了具有峰值voutac(max)的这种基本上正弦ac电压voutac(以任意单位)的随时间变化的示例。按照惯例，峰值被选择为始终为正。
优选地，控制装置110还能够控制第一dc-dc转换器30和电流型dc-ac转换器70，用于当voutac的瞬时值具有低于峰值voutac(max)的50％(更优选地低于40％)的绝对值时，从主dc输入端10通过第一dc-dc转换器30给槽路电容器40充电。然后，当voutac具有低于50％(更优选地低于40％)的绝对值时，电功率从主dc输入端10通过电流型dc-ac转换器70的流动通常停止。
图3示出了本发明的dc-ac功率转换器1的优选实施例。在这个优选实施例中，第一dc-dc转换器30被隔离；它包括初级电路200和第一次级电路220。初级电路200具有作为输入端的主dc输入端10并且具有初级输出端210。这个初级输出端210具有第一初级端子211和第二初级端子212。第二初级端子212直接电连接到第二端子12。初级电路200包括与主dc输入端10的第一端子11串联连接的输入电感300。初级电路200还包括串联连接在输入电感300和第一初级端子211之间的初级电容器310。输入开关装置320允许将输入电感300和初级电容器310之间的接合点与主dc输入端10的第二端子12交替地连接和断开连接。如图3中所示，第一次级电路220具有第一次级输入端230和作为输出端的第一dc输出端35。第一次级输入端230具有第九端子231和第十端子232，并且第一dc输出端35具有第十一端子236和第十二端子237(这些最后的标号未在图3中，但是在图6中示出)。
在图3的优选实施例中，电流型dc-ac转换器70也被隔离。它包括与第一dc-dc转换器30的初级电路200相同的初级电路200。它还包括第二次级电路240和第三次级电路260。可以定义由电流型dc-ac转换器70提供的基本上准方型电流的第一和第二极性。作为示例，图7的电流i1在时间间隔[0；t0/2]中具有第一正极性，并且在时间间隔[t0/2；t0]中具有第二负极性。第二(分别地第三)次级电路240(分别地260)能够在第一ac输出端85处提供具有第一(分别地第二)极性的基本上准方型电流的一部分。这种次级电路的示例如下所示。通过使用上述初级电路200，可以选择不同的第二次级电路240和第三次级电路260。隔离的变压器400用于将初级电路200的初级输出端210磁力作用地连接到第一次级输入端230、第二次级输入端250和第三次级输入端270。第二(分别地第三)次级电路具有第二(分别地第三)次级输入端250(分别地270)。
图4示出了本发明的另一个优选实施例。在这个优选实施例中，本发明人提出使用两个隔离cuk转换器，用于在电流型dc-ac转换器70的第一ac输出端85处生成基本上方型电流。如图4中所示，第二次级电路240包括第一次级电容器500和第一次级电感510，其中第一次级电容器500串联连接在第二次级输入端250的第五端子251和第一次级电感510之间。这个第一次级电感510直接电连接到第一ac输出端85的第三端子86。第一次级开关装置520能够将第一次级电容器500和第一次级电感510之间的接合点与第一ac输出端85的第四端子87交替地断开连接和通过第一次级二极管530相连接。这个第四端子87电连接到第二次级输入端250的第六端子252。第三次级电路260包括第二次级电容器600和第二次级电感610。第二次级电容器600串联连接在第三次级输入端270的第八端子272和直接电连接到第三端子86的第二次级电感610之间。第二次级开关装置620能够将第二次级电容器600和第二次级电感610之间的接合点与第四端子87交替地断开连接和通过第二次级二极管630相连接。
当在第一ac输出端85处期望准方型电流的第一(例如，正)极性时，控制装置110(图4中未示出)控制第一次级开关装置520和第二次级开关装置620，使得第二次级电路240提供例如所述第一极性。更精确地说，第一次级开关装置520于是为on(即，闭合)，并且第二次级开关装置620于是为off(即，断开)。在这个时间间隔期间，第三次级电路260仅对第一ac输出端85处的电流起微弱的作用。但是，当第一次级开关装置520和第二次级开关装置620都为off时，功率却可以通过由初级电路200驱动的第一次级电路220被输送到槽路电容器40。优选地，可以对这个第一次级电路220使用另一个cuk配置；这意味着：电容器、电感和开关装置像第二和第三次级电路的情况下那样连接。下面在另一个优选实施例中详细描述对于第一次级电路220的另一种可能性。如图4中所示，滤波电容器800优选地并联连接到第一ac输出端85，用于滤波。
图5示出了本发明的另一个优选实施例，其接近图4中所示的实施例。在这个优选实施例中，公共的次级电容器700用于第二次级电路240和第三次级电路260。
图6示出了本发明的dc-ac功率转换器1的另一个优选实施例。在这个优选实施例中，第一次级电路220包括二极管225，二极管225串联地电连接在第一次级输入端230的第九端子231和第一dc输出端35的第十一端子236之间。第一次级输入端230的第十端子232直接电连接到第一dc输出端35的第十二端子237。因此，在这个优选实施例中，第一dc-dc转换器30是隔离的sepic转换器，其包括也被用于第二次级电路240和第三次级电路260的初级电路200。
在图6的实施例中，隔离的变压器400包括：电连接到初级输出端210的初级绕组；电连接到第一次级输入端230的第一次级绕组；电连接到第二次级输入端250的第二次级绕组；以及电连接到第三次级输入端270的第三次级绕组。在优选版本中，第一、第二和第三次级绕组相对于初级绕组的匝数比被假设分别为1:t、1:n和1:n。优选地，n＝8，并且t＝10。
发明人已经发现，然后可以通过仅使用图6的优选实施例的第一次级开关装置520和第二次级开关装置620来控制功率向第一ac输出端85或向第一dc输出端35的转移，如果隔离的变压器400的绕组的匝数比如下选择的话：
其中vdc是跨过槽路电容器40的基本上恒定的电压值，而voutac(max)是基本上正弦ac电压voutac的峰值。
在图6的优选实施例中，vdc由以下等式给出：
其中vin是主dc输入端10处的dc电压。优选地，vin＝50v，voutac(max)＝325v，vdc＝400v。在等式(等式2)中，d代表通常由pwm控制的开关装置320的占空比的值。“占空比”是本领域技术人员已知的术语：它表示其间开关装置320为on的时间百分比。优选地，d等于0.45，并且更优选地等于0.55。
在图6的优选实施例中，当第一次级开关装置520或第二次级开关装置620为on(闭合)时，分别具有第一或第二极性的电流被输送到第一ac输出端85。第一次级开关520和第二次级开关620可以被控制，使得功率直接被输送到输出端，而不通过转换器50。当第一次级开关520或第二次级开关620导通时，二极管225被阻塞，并且二极管530、二极管630分别(以反激模式)切换。如果满足(等式1的)条件，则只有微弱量的电功率被输送到槽路电容器40。当第一次级开关装置520和第二次级开关装置620都为off(断开)时，电功率被输送到槽路电容器40。二极管225以由晶体管320设置的频率但是以互补的方式以反激模式切换(当晶体管320导通时，二极管225被阻塞，并且反之亦然)。
如图6中所示，滤波电容器800优选地并联连接到第一ac输出端85，用于滤波的目的。图6的电路具有提供平滑的输入和输出电流的优点，这使得滤波更容易并且降低转换器的噪声。但是，在替代实施例(未示出)中，可以除去电感510和610，同时失去平滑效应，并且在电容器700处直接提取输出功率。
在上述实施例中，开关装置可以是例如mosfet或bjt。优选地，输入电感300具有包括在10和100μh之间的值，更优选地等于60μh。优选地，初级电容器310具有包括在10和100μf之间的值；这个值更优选地等于60μf。优选地，次级电容器700具有包括在0.1和50μf之间的值；这个值更优选地等于3μf。优选地，槽路电容器40具有包括在500和2000μf之间的值；这个值更优选地等于1000μf。优选地，第一次级电感510和第二次级电感610具有包括在100和2000μh之间的值；这个值更优选地等于500μh。
已经根据具体实施例描述了本发明，这些具体实施例是对本发明的说明，而不应当被解释为限制。更一般而言，本领域技术人员将认识到，本发明不受上文特别或明确示出和/或描述的内容的限制。
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