控制装置以及控制方法与流程

本发明涉及控制对电负载供给的交流电力的控制装置以及控制方法。

背景技术：

作为对电机等电负载进行控制的控制装置，已知如下控制装置，即，在被脉冲宽度调制(pwm)控制所使用的载波信号变为波峰以及波谷的定时，对电机的交流电流进行a/d变换，基于变换后的电流数据而对占空指令值进行计算。

在这种控制装置中，每当根据占空指令值而生成pwm信号时，为了防止以相同相位成对地配置的2个半导体装置同时接通，针对pwm信号而设置被称为停滞时间(deadtime)的延迟时间。与此相伴，设置有停滞时间的pwm信号的接通期间的中间的定时，相对于在载波信号的波峰以及波谷处所执行的a/d变换的定时会偏移，a/d变换后的电流数据中包含因采样而引起的误差作为噪声。

对此，日本特开2007-159185号公报中公开了如下技术，即，使a/d变换的定时相对于载波信号的波峰或者波谷以规定的停滞时间的一半的时间偏移，与pwm信号的接通期间的中间的定时一致。

技术实现要素：

然而，上述技术为如下结构，即，无论pwm信号的占空比如何，使a/d变换的定时一律以规定时间而偏移，因此有时a/d变换的定时和pwm信号的接通期间的中间的定时会偏移。

例如，在占空比处于100％附近时占空比越大则越缩短停滞时间的控制装置中，形成为无论停滞时间的期间根据占空比如何变更，一律使a/d变换的定时偏移的结构。在这种结构中，在占空比为100％时，针对pwm信号并未设置停滞时间，因此a/d变换的定时和pwm信号的接通期间的中间的定时的偏移宽度特别大。其结果，采样的电流数据显示为正弦波变形后的波形，因此电流数据中会混入有高次谐波的噪声分量。

这样，仅通过使a/d变换的定时一律以停滞时间的一半的时间而偏移，有时会在a/d变换的定时和pwm信号的接通期间的中间的定时之间产生偏移而使得交流电流的检测信号中混入由采样引起的噪声。

本发明就是着眼于这种问题而提出的，其目的在于抑制对电负载供给的交流电流的检测精度降低的控制装置以及控制方法。

根据本发明的某个方式，对由交流电力驱动的电动单元进行控制的控制装置包含一对开关元件，该一对开关元件将来自电源的电力变换为交流电力而向所述电动单元供给。该控制装置包含：变换单元，其获取对所述电动单元供给的电流或者电压的信号，将该信号从模拟信号变换为数字信号；以及运算单元，其基于利用所述变换单元变换后的信号对占空指令值进行运算，该占空指令值用于对所述电动单元进行pwm控制。控制装置还包含：生成单元，其基于利用所述运算单元运算所得的占空指令值和用于进行所述pwm控制的载波信号而生成pwm信号；以及控制单元，其基于由所述生成单元生成的pwm信号而对所述开关元件的连接状态进行切换，由此控制对所述电动单元供给的交流电力。而且，控制装置具有：判定单元，其判定所述载波信号是增加还是减少；以及校正单元，其基于由所述判定单元判定出的载波信号的增减而对利用所述运算单元运算所得的占空指令值进行校正，由此对所述开关元件的切换定时进行调整。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的对电动装置进行控制的控制装置的结构的一个例子的图。

图2是表示控制装置的a/d变换的定时和载波信号的关系的时序图。

图3是表示本实施方式的pwm变换器的结构例的框图。

图4是表示基于占空指令值而生成pwm电压的生成方法的一个例子的时序图。

图5是表示本实施方式的对电机进行控制的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。

图6是表示本发明的第2实施方式的对占空指令值进行校正的方法的时序图。

图7是表示本实施方式的控制方法的处理流程例的流程图。

图8是表示本发明的第3实施方式的对占空指令值进行校正的方法的时序图。

图9是表示本实施方式的控制方法的处理流程例的流程图。

图10是表示本发明的第3实施方式的pwm变换器的结构的一个例子的框图。

图11是表示本实施方式的对占空指令值进行校正的方法的时序图。

图12是表示本实施方式的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(第1实施方式)

图1是表示本发明的第1实施方式的控制装置的结构的一个例子的图。

控制装置100是对电机6进行驱动的电机控制装置。控制装置100例如搭载于混合动力汽车、电动汽车等。在本实施方式中，控制装置100执行矢量控制而控制对电机6供给的交流电力。

控制装置100具有电机扭矩控制部1、dq轴/uvw相变换器2、pwm(pulsewidthmodulation)变换器3、逆变器(inv)4、电流检测器5u以及5v。控制装置100具有转子位置检测器7、电机旋转速度运算器8、uvw相/dq轴变换器9、电池10以及电池电压检测器11。

电机6是由交流电力驱动的电动单元。作为电机6，例如使用驱动用电机、转向用电机等电负载。电机6由多相交流的电动机构成，在本实施方式中，接收u相、v相以及w相电流的三相交流电流而进行驱动。在电机6设置有转子位置检测器7。

转子位置检测器7以规定周期对电机6的转子的位置进行检测。转子位置检测器7例如由角度分解器构成。转子位置检测器7基于检测结果而将表示转子的电角度θ的检测信号输出至dq轴/uvw相变换器2、电机旋转速度运算器8以及uvw相/dq轴变换器9。

电机旋转速度运算器8具有变换单元，该变换单元获取来自转子位置检测器7的检测信号，对该检测信号进行a/d变换而从模拟信号变换为数字信号，并将电角度检测值θ输出。电机旋转速度运算器8基于a/d变换后的电角度检测值θ而计算出此次的电角度检测值θ与上一次的电角度检测值的差值、即每单位时间的电角度检测值的变化量。电机旋转速度运算器8根据其电角度检测值的变化量而计算出电机6的旋转速度n，将该旋转速度n输出至电机扭矩控制部1。

电池10是经由逆变器4而将电力供给至电机6的电源。电池10将直流电力输出至逆变器4。电池10例如由锂离子电池构成。

电池电压检测器11对电池10的电压进行检测。电池电压检测器11将表示检测出的电压的电池电压检测值vdc输出至电机扭矩控制部1。

电机扭矩控制部1从未图示的控制器获取用于决定电机6的驱动力的扭矩指令值t^*。在未图示的控制器中，根据车辆的驾驶状态而计算出扭矩指令值t^*。例如，设置于车辆的加速器踏板的踏入量越大，输出至电机扭矩控制部1的扭矩指令值t^*越大。

电机扭矩控制部1基于扭矩指令值t^*而对d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*进行运算。d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq是将供给至电机6的三相交流电流的检测值向dq轴坐标变换后的值。

在本实施方式中，电机扭矩控制部1基于扭矩指令值t^*、电池电压检测值vdc、d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq，对d轴电流指令值以及q轴电流指令值进行计算。电机扭矩控制部1基于计算出的d轴电流指令值以及q轴电流指令值，执行电流矢量控制运算，由此计算出d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*。电机扭矩控制部1将计算出的d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*输出至dq轴/uvw相变换器2。

dq轴/uvw相变换器2根据下式(1)并基于来自转子位置检测器7的电角度检测值θ，将d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*变换为作为三相电压指令值的u相电压指令值vu^*、v相电压指令值vv^*以及w相电压指令值vw^*。

[式1]

dq轴/uvw相变换器2将三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*输出至pwm变换器3。

pwm变换器3基于三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*而执行脉冲宽度调制(pwm)，由此对从逆变器4向电机6的各相供给的交流电力进行控制。即，pwm变换器3对从电池10向电机6的各相供给的电力进行pwm控制。

在本实施方式中，pwm变换器3基于三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*、和电池电压检测值vdc，分别生成对针对电机6的每相而设置的一对开关元件分别进行驱动的pwm信号。

而且，为了防止一对开关元件同时变为导通状态，pwm变换器3分别对向一对开关元件分别供给的pwm信号附加停滞时间。pwm变换器3将附加有停滞时间的pwm信号作为开关元件的驱动信号而输出至逆变器4。

例如，pwm变换器3基于u相电压指令值vu^*和电池电压检测值vdc而对规定向u相供给的电压的脉冲宽度的占空指令值进行运算。pwm变换器3基于运算所得的u相的占空指令值和载波信号而分别生成针对与u相对应的一对开关元件的pwm信号。pwm变换器3将对各pwm信号的脉冲附加有停滞时间的驱动信号puu以及pul分别输出至一对开关元件的控制端子。

pwm变换器3将驱动信号puu以及pul分别输出至与u相对应的一对开关元件的控制端子，并且将驱动信号pvu以及pvl分别输出至与v相对应的一对开关元件的控制端子。并且，pwm变换器3将驱动信号pwu以及pwl还分别输出至与电机6的w相对应的一对开关元件的控制端子。

逆变器4基于由pwm变换器3生成的驱动信号puu、pul、pvu、pvl、pwu以及pwl，对各相的一对开关元件的连接状态(接通/断开)进行切换，由此控制对电机6的各相供给的交流电力。

逆变器4针对电机6的每相而具有与电池10并联连接的一对开关元件。一对开关元件构成串联连接有2个半导体元件的开关电路。下面，将连接于电池10的正极端子与电机6的电源端子之间的开关元件称为“上段的开关元件”，将连接于电机6的电源端子与电池10的负极端子之间的开关元件称为“下段的开关元件”。

上段的开关元件在导通状态(接通)时将在电池10的正极端子产生的电位(+vdc/2)供给至电机6，在非导通状态(断开)时停止电位的供给。另一方面，下段的开关元件在导通状态时将在电池10的负极端子产生的电位(-vdc/2)供给至电机6，在非导通状态时停止向电机6的电位的供给。

作为开关元件，例如使用由场效应晶体管等构成的功率元件。开关元件根据供给至该控制端子(例如栅极端子)的脉冲而切换为接通或者断开。

逆变器4基于从pwm变换器3向各开关元件供给的驱动信号puu、pul、pvu、pvl、pwu以及pwl，将电池10的直流电压vdc变换为三相的pwm电压vu、vv以及vw。逆变器4将u相pwm电压vu供给至电机6的u相线圈，将v相pwm电压vv供给至v相线圈，将v相pwm电压vw供给至v相线圈。由此，交流电流iu、iv以及iw分别在电机6的各相线圈中流动。

这样，逆变器4将来自电池10的直流电压变换为三相的近似正弦波电压并供给至电机6。即，逆变器4将来自电源的直流电力变换为交流电力并供给至电动装置。

电流检测器5u以及5v分别对供给至电机6的u相电流iu以及v相电流iv进行检测。电流检测器5u相对于将逆变器4和电机6的u相线圈连接的u相电线而连接，电流检测器5v相对于将逆变器4和电机6的v相线圈连接的v相电线而连接。电流检测器5u以及5v将对u相电流iu以及v相电流iv进行检测的检测信号分别输出至pwm变换器3和uvw相/dq轴变换器9。

uvw相/dq轴变换器9具有变换单元，该变换单元获取从电流检测器5u以及5v输出的u相电流iu以及v相电流iv的检测信号，对各检测信号进行a/d变换而从模拟信号变换为数字信号。而且，uvw相/dq轴变换器9利用下式(2)的关系并基于a/d变换后的u相电流iu以及v相电流iv，对w相电流iw进行计算。

[式2]

iw＝-iu-iv…(2)

uvw相/dq轴变换器9根据下式(3)并基于来自转子位置检测器7的电角度检测值θ，将在电机6中流动的三相电流iu、iv以及iw变换为d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq。

[式3]

uvw相/dq轴变换器9将d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq输出至电机扭矩控制部1。电机扭矩控制部1将d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq反馈给d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*，对供给至电机6的交流电力进行控制。

图2是表示由dq轴/uvw相变换器2、电机旋转速度运算器8以及uvw相/dq轴变换器9进行的a/d变换的定时、与在pwm变换器3中生成的载波信号的关系的时序图。

图2(a)是表示a/d变换的定时的图，图2(b)是表示由电机扭矩控制部1以及pwm变换器3进行的控制运算的定时的图，图2(c)是表示由pwm变换器3生成的载波信号301的波形的图。此外，图2(a)至图2(c)的各图中的横轴是彼此共用的时间轴。

如图2(c)所示，在pwm变换器3中，为了生成pwm信号，作为载波信号301而生成三角波。通过对控制装置100的设计等而适当地设定三角波的振幅kd以及周期tc。

如图2(a)以及图2(b)所示，在三角波处于波峰以及波谷的时刻t1～t5进行a/d变换。即，在三角波的周期tc的每半个期间(运算期间)内进行a/d变换。如果a/d变换结束，则基于a/d变换后的检测值以及指令值而执行对电机6进行控制的控制运算。

这样，在三角波的波峰以及波谷处对电机6的电流值进行采样，因此如果利用pwm变换器3对pwm信号附加停滞时间，则pwm电压的脉冲的中间的定时相对于a/d变换的定时会滞后。

如果a/d变换的定时、和pwm电压的接通期间以及断开期间的中间的定时偏移，则a/d变换后的电流数据显示为正弦波变形后的波形。即，a/d变换后的电流数据中作为噪声而含有高次谐波分量，因此对供给至电机6的交流电流进行检测的精度会下降。

因此，在本实施方式中，pwm变换器3为了抑制pwm信号的脉冲滞后而根据载波信号的增减对占空指令值进行校正。

图3是表示本实施方式的pwm变换器3的结构的一个例子的框图。在图3中，示出了生成与u相对应的一对开关元件的驱动信号puu以及pul的结构。

pwm变换器3具有载波信号生成部30、占空指令值运算部31、停滞时间补偿处理部32、脉冲定时校正处理部33、pwm变换处理部34以及停滞时间附加处理部35。

载波信号生成部30生成用于对向电机6供给的电力进行pwm控制的载波信号。在本实施方式中，如图2(c)所示，载波信号生成部30生成三角波作为载波信号。例如，载波信号生成部30由计数器构成，随着时间的经过使计数值增减而生成三角波。载波信号生成部30将生成的三角波输出至脉冲定时校正处理部33和pwm变换处理部34。

占空指令值运算部31基于来自dq轴/uvw相变换器2的u相电压指令值vu^*、以及来自电池电压检测器11的电池电压检测值vdc，对用于对向电机6的u相供给的电力进行pwm控制的u相占空指令值du1^*进行运算。

在本实施方式中，占空指令值运算部31根据下式(4)并利用由载波信号生成部30生成的三角波的振幅kd，对u相占空指令值du1^*进行运算。预先将三角波的振幅kd保持于占空指令值运算部31。

[式4]

如式(4)所示，u相电压指令值vu^*越大，占空指令值运算部31将u相占空指令值du1^*设为越大，电池电压检测值vdc越小，占空指令值运算部31将u相占空指令值du1^*设为越大。占空指令值运算部31将运算所得的u相占空指令值du1^*输出至停滞时间补偿处理部32。

停滞时间补偿处理部32对u相占空指令值du1^*实施如下停滞时间补偿处理，即，对与向pwm信号的停滞时间tdt的附加相伴的u相pwm电压vu的脉冲宽度的偏差进行补偿。停滞时间tdt是为了防止一对开关元件同时接通而对一对pwm信号设置的恒定的延迟时间。可以对停滞时间tdt加上从生成pwm信号起直至实际上供给至电机6为止的滞后时间。

停滞时间补偿处理部32根据u相电流iu的极性，以使得u相pwm电压vu的脉冲宽度的偏差相互抵消的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。

在u相电流iu为正值的情况下、即u相电流iu从逆变器4向电机6流动的情况下，停滞时间补偿处理部32以使得u相pwm电压vu的断开期间缩短的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。此处所说的断开期间是指电池10的负极端子的电位施加于电机6的u相的期间。

另一方面，在u相电流iu为负值的情况下、即u相电流iu从电机6向逆变器4流动的情况下，停滞时间补偿处理部32以使得u相pwm电压vu的断开期间变长的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。

在本实施方式中，停滞时间补偿处理部32根据下式(5)并基于u相电流iu，对u相占空指令值du1^*进行校正，由此计算出补偿处理后的占空指令值du2^*。

[式5]

根据式(5)，停滞时间补偿处理部32利用图2(c)所示的三角波的振幅kd以及周期tc和停滞时间tdt而计算出对u相占空指令值du1^*进行校正的校正量(2kdtdt/tc)。该校正量(2kdtdt/tc)是将停滞时间tdt的一半的期间从时间单位向三角波的计数值单位变换后的值。

而且，在u相电流iu大于零(0)的情况下，停滞时间补偿处理部32对u相占空指令值du1^*加上上述校正量而将补偿处理后的占空指令值du2^*输出。另一方面，在u相电流iu小于零的情况下，停滞时间补偿处理部32对u相占空指令值du1^*减去上述校正量而将补偿处理后的占空指令值du2^*输出。

脉冲定时校正处理部33对补偿处理后的占空指令值du2^*实施如下脉冲定时校正处理，即，对与向pwm信号的停滞时间的附加相伴的u相pwm电压vu的脉冲定时的偏差进行校正。

在本实施方式中，脉冲定时校正处理部33根据载波信号的增减而对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。脉冲定时校正处理部33根据下式(6)并根据三角波的变化量δc的极性而切换对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正的校正量的符号。

[式6]

式(6)的右边第2项的符号函数sgn(δc)所涉及的系数(2kdtdt/tc)是校正量，该校正量(2kdtdt/tc)是将停滞时间tdt的一半的期间从时间单位向三角波的计数值单位变换后的值。

另外，三角波的变化量δc是在1次的控制运算中的互不相同的定时获取的2个三角波的计数值的差值。在本实施方式中，根据下式(7)从第2次的三角波的获取值c2减去第1次的三角波的获取值c1而计算出三角波的变化量δc。

[式7]

δc＝c2-c1…(7)

在根据式(7)而计算出的三角波的变化量δc大于零的情况下，脉冲定时校正处理部33判定为三角波处于增加期间，在三角波的变化量δc小于零的情况下，脉冲定时校正处理部33判定为三角波处于减少期间。

即，脉冲定时校正处理部33判定由载波信号生成部30生成的三角波是增加还是减少。此外，在本实施方式中，脉冲定时校正处理部33获取2个三角波的计数值，但也可以在互不相同的定时获取大于或等于3次的三角波的计数值，基于该多个计数值而判定三角波的增减。

而且，在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部33不将校正值的符号从正(+)切换为负(-)，而是对补偿处理后的占空指令值du2^*加上校正量(2kdtdt/tc)。

另一方面，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部33从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量(2kdtdt/tc)。即，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部33将校正量的符号从正切换为负。

这样，脉冲定时校正处理部33在三角波的增加期间和减少期间变更对占空指令值du2^*进行校正的校正量的符号，计算出校正后的占空指令值du3^*。脉冲定时校正处理部33将校正后的占空指令值du3^*输出至pwm变换处理部34。

pwm变换处理部34基于校正后的占空指令值du3^*、以及来自载波信号生成部30的三角波，生成对与u相对应的一对开关元件进行驱动的pwm信号puu0以及pul0。

在本实施方式中，如果pwm变换处理部34获取到校正后的占空指令值du3^*，则在三角波从增加期间向减少期间或者从减少期间向增加期间切换之后，将校正后的占空指令值du3^*与来自载波信号生成部30的三角波进行比较。

在校正后的占空指令值du3^*比三角波的计数值小时，为了将上段的开关元件接通，pwm变换处理部34将pwm信号puu0设定为h(high)电平。另一方面，在校正后的占空指令值du3^*比三角波的计数值大时，为了将上段的开关元件断开，pwm变换处理部34将pwm信号puu0从h电平切换为l(low)电平。

与此同时，在校正后的占空指令值du3^*比三角波的计数值小时，为了将下段的开关元件断开，pwm变换处理部34将pwm信号pul0设定为l电平。另一方面，在校正后的占空指令值du3^*比三角波的计数值大时，为了将下段的开关元件接通，pwm变换处理部34将pwm信号pul0从l电平切换为h电平。

pwm变换处理部34将根据校正后的占空指令值du3^*而生成的pwm信号puu0以及pul0输出至停滞时间附加处理部36。

停滞时间附加处理部35针对pwm信号而设置使得一对开关元件同时变为非导通状态(断开)的停滞时间tdt。停滞时间附加处理部35对来自pwm变换处理部34的pwm信号puu0以及pul0的各脉冲附加停滞时间tdt，由此生成针对与u相对应的一对开关元件的驱动信号puu以及pul。

在本实施方式中，如果停滞时间附加处理部36从pwm变换处理部34接收到pwm信号puu0，则使pwm信号puu0的上升定时滞后了停滞时间tdt，由此生成针对上段的开关元件的驱动信号puu。

另外，如果停滞时间附加处理部36从pwm变换处理部34接收到pwm信号pul0，则使得pwm信号pul0的上升定时滞后了停滞时间tdt，由此生成针对下段的开关元件的驱动信号pul。

停滞时间附加处理部36将驱动信号puu以及pul输出至与u相对应的一对开关元件的控制端子。

此外，图3中示出了基于u相占空指令值du1^*而生成驱动信号puu以及pul的结构，但生成v相的驱动信号pvu以及pvl的结构和生成w相的驱动信号pwu以及pwl的结构也与图2所示的结构相同。因此，将针对pwm变换器3的v相以及w相的结构的说明省略。

图4是表示在u相电流iu为负值的情况下基于u相占空指令值du1^*而生成的u相pwm电压vu的生成例的时序图。

图4(a)是表示由dq轴/uvw相变换器2、电机旋转速度运算器8以及uvw相/dq轴变换器9进行的a/d变换的定时的图。图4(b)是表示由电机扭矩控制部1以及pwm变换器3进行的控制运算的定时的图。图4(c)是表示u相占空指令值du1^*、du2^*以及du3^*和载波信号301的关系的图。

图4(d)以及图4(e)是表示由pwm变换处理部34生成的pwm信号puu0以及pul0的脉冲波形的图。图4(f)以及图4(g)是表示由停滞时间附加处理部35生成的驱动信号puu以及pul的脉冲波形的图。

图4(h)是表示由逆变器4基于驱动信号puu以及pul而生成的u相pwm电压vu的脉冲波形的图。此外，图4(a)至图4(h)的各图中的横轴是彼此共用的时间轴。

如图4(b)所示，在时刻t10之前的控制运算中对u相占空指令值du1^*进行计算。这里，u相电流iu为负值，因此根据式(5)从u相占空指令值du1^*减去校正量(2kdtdt/tc)而计算出占空指令值du2^*。由此，u相pwm电压vu的断开期间变长，因此因停滞时间的附加而引起的脉冲宽度的偏差得到补偿。

此时，如图4(b)以及图4(c)所示，脉冲定时校正处理部33获取2次三角波的计数值，根据式(7)而对从第2次的计数值c2减去第1次的计数值c1所得的变化量δc进行计算。而且，脉冲定时校正处理部33判定三角波的变化量δc是小于零还是大于零。

而且，时刻t10之前的三角波的变化量δc小于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为时刻t10至时刻t13的下一个运算期间为三角波的增加期间，将校正量的符号切换为负。而且，脉冲定时校正处理部33根据式(6)从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。

在时刻t10，如图4(c)所示，成为三角波处于波谷的定时，三角波从减少期间切换为增加期间。而且，将在减少期间中进行运算所得的校正后的占空指令值du3^*与三角波进行比较。

在时刻t11，如图4(d)以及图4(e)所示，对pwm信号puu0以及pul0的信号电平进行切换。这样对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正，由此能够使得pwm信号puu0以及pul0的切换定时从基于u相占空指令值du1^*的切换定时提前了停滞时间tdt的时间。

然后，利用停滞时间附加处理部36使pwm信号pul0的上升定时相对于时刻t11滞后了停滞时间tdt，因此如图4(g)所示，驱动信号pul的脉冲在时刻t12上升。

在时刻t12，在上段的开关元件接通的状态下将下段的开关元件切换为断开状态，因此如图4(h)所示，对电机6供给的u相pwm电压vu的脉冲下降。

这样，利用在载波信号的增加期间中从占空指令值du2^*减去校正量所得的占空指令值du3^*，能够使u相pwm电压vu的脉冲的下降定时与基于占空指令值du1^*的切换定时一致。

此时，如图4(b)以及图4(c)所示，脉冲定时校正处理部33获取2次三角波的计数值而计算出三角波的变化量δc。而且，三角波的变化量δc大于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为下一个运算期间为三角波的减少期间，将校正量的符号切换为正。

而且，脉冲定时校正处理部33根据式(6)对补偿处理后的占空指令值du2^*加上校正量，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。由此，校正后的占空指令值du3^*变得与u相占空指令值du1^*一致。

在时刻t13，如图4(c)所示，变为三角波处于波峰的定时，三角波从增加期间切换为减少期间，将在增加期间中进行运算所得的校正后的占空指令值du3^*与三角波进行比较。

在时刻t14，如图4(d)以及图4(e)所示，对pwm信号puu0以及pul0的信号电平进行切换。而且，如图4(f)所示，利用停滞时间附加处理部36使驱动信号puu的上升定时相对于时刻t14滞后了停滞时间tdt。

此时，在上段的开关元件断开的状态下将下段的开关元件切换为接通状态，因此如图4(h)所示，对电机6供给的u相pwm电压vu的脉冲上升。

这样，利用在载波信号的减少期间中对占空指令值du2^*加上校正量所得的占空指令值du3^*，能够使u相pwm电压vu的脉冲的上升定时与基于占空指令值du1^*的切换定时一致。

如上，在u相电流iu为负值时，以使得a/d变换的定时与三相pwm电压的脉冲的中间的定时一致的方式对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正。同样，在u相电流iu为正值时，也以使得a/d变换的定时与三相pwm电压的脉冲的中间的定时一致的方式对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正。

通常，如果对pwm信号附加停滞时间，则施加于电机6的实际的pwm电压的脉冲宽度依赖于电流的流动方向而变化，并且pwm电压的相位对于三角波会滞后了停滞时间的一半的时间。

与此相对，利用图3所示的停滞时间补偿处理部32以使得脉冲宽度的偏差相互抵消的方式对u相占空指令值du1^*进行校正，并且利用脉冲定时校正处理部33以使得pwm电压的相位的偏差相互抵消的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。因此，不仅能够抑制三相pwm电压的脉冲宽度的偏差，而且还能够抑制三相pwm电压的相位偏差。

特别是根据载波信号的增减而对占空指令值du2^*进行校正，由此在不改变各pwm电压的脉冲宽度而是维持该脉冲宽度的状态下抑制相位偏差，因此能够使a/d变换的定时与三相pwm电压的脉冲的中间的定时一致。

由此，能够抑制伴随着波形变形的高次谐波分量向对电机6的电流进行a/d变换后的电流数据混入，因此能够抑制利用电流数据进行反馈控制的电机扭矩控制部1的扭矩控制的精度的下降。

此外，如图4所示，在u相电流iu为负值时，以使得u相pwm电压vu的断开期间与基于u相占空指令值du1^*的断开期间一致的方式对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正。另一方面，在u相电流iu为正值时，以使得u相pwm电压vu的断开期间比基于u相占空指令值du1^*的断开期间短的方式进行校正。

图5是表示本实施方式的控制装置100的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。在由载波信号生成部30生成的三角波处于波峰以及波谷的定时反复执行该控制方法。

在步骤s901中，uvw相/dq轴变换器9对来自电流检测器5u以及5v的检测信号进行a/d变换而获取表示u相电流iu以及v相电流iv的电流数据。与此同时，电机旋转速度运算器8对来自转子位置检测器7的检测信号进行a/d变换而获取电角度检测值θ。

在步骤s902中，uvw相/dq轴变换器9如式(3)所示基于电角度检测值θ而将电流数据的u相电流iu以及v相电流iv、以及通过式(2)而获得的w相电流iw变换为d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq。而且，uvw相/dq轴变换器9将变换后的d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq反馈给电机扭矩控制部1。

在步骤s903中，电机旋转速度运算器8基于电角度检测值θ对电机旋转速度n进行运算。而且，电机旋转速度运算器8将电机旋转速度n输出至电机扭矩控制部1。

在步骤s904中，电机扭矩控制部1基于扭矩指令值t^*、电池电压检测值vdc、电机旋转速度n、d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq而对d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*进行计算。

在步骤s905中，dq轴/uvw相变换器2如式(1)所示基于电角度检测值θ而将d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*变换为三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*。而且，dq轴/uvw相变换器2将变换后的三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*输出至pwm变换器3。

在步骤s906中，占空指令值运算部31如式(4)所示基于三相电压指令值vu^*、vv^*以及vw^*、和电池电压检测值vdc，对三相的占空指令值du1、dv1以及dw1进行运算。

在步骤s907中，停滞时间补偿处理部32针对各相而对占空指令值du1、dv1以及dw1实施停滞时间补偿处理。具体而言，停滞时间补偿处理部32如式(5)所示基于电机6的三相电流iu、iv以及iw和三相占空指令值du1^*、dv1^*以及dw1^*，对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行计算。由此，能够抑制对电机6的各相供给的pwm电压vu、vv以及vw的脉冲宽度的偏差。

在步骤s908至s910的各处理中，脉冲定时校正处理部33对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*实施脉冲定时校正处理，从而对校正后的占空指令值du3^*、dv3^*以及dw3^*进行计算。

在步骤s908中，脉冲定时校正处理部33判断获取三角波的计数值的运算期间是三角波的增加期间、还是减少期间。

在步骤s909中，在三角波处于增加期间的情况下，下一次的运算期间为减少期间，因此脉冲定时校正处理部33如式(6)所示对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*加上校正量(2kdtdt/tc)。由此，能够使三角波减少过程中的pwm信号puu0以及pul0的切换定时滞后了停滞时间tdt的一半的时间。

在步骤s910中，在三角波处于减少期间的情况下，下一次的运算期间为增加期间，因此脉冲定时校正处理部33从补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*减去校正量(2kdtdt/tc)。由此，能够使三角波增加过程中的pwm信号puu0以及pul0的切换定时提前了停滞时间tdt的一半的时间。

这样，脉冲定时校正处理部33根据载波信号的增减而对校正量的符号进行切换，从而如图4(h)所示能够抑制三相pwm电压vu、vv、vw的脉冲的相位偏差。

在步骤s911中，pwm变换处理部34基于校正后的占空指令值du3^*、dv3^*以及dw3^*，生成针对各相的一对开关元件的pwm信号puu0、pul0、pvu0、pvl0、pvu0以及pvl0。而且，如图4(d)～(g)所示，停滞时间附加处理部35对各相的pwm信号puu0、pul0、pvu0、pvl0、pwu0以及pwl0附加停滞时间而生成驱动信号puu、pul、pvu、pvl、pwu以及pwl。

停滞时间附加处理部35将驱动信号puu以及pul输出至与u相对应的一对开关元件的各控制端子，将驱动信号pvu以及pvl输出至与v相对应的一对开关元件的各控制端子，将驱动信号pwu以及pwl输出至与w相对应的一对开关元件的各控制端子。

在步骤s912中，逆变器4基于各驱动信号puu、pul、pvu、pvl、pwu以及pwl而对各相的一对开关元件进行驱动，将pwm电压vu、vv、以及vw分别供给至电机6的各相。而且，控制装置100的控制方法的一系列处理流程结束。

根据本发明的第1实施方式，控制装置100具有一对开关元件，该一对开关元件将来自电源10的电力变换为交流电力而供给至电动装置，控制装置100获取供给至电机6的电流或者电压的信号，对该信号进行a/d变换而从模拟信号变换为数字信号。

另外，控制装置100具有：占空指令值运算部31，其基于a/d变换后的信号而对用于对电动装置进行pwm控制的占空指令值进行运算；以及pwm变换处理部34，其基于占空指令值和载波信号而生成pwm信号。并且，控制装置100具有逆变器4，该逆变器4基于pwm信号对开关元件的连接状态进行切换，从而控制电动装置的驱动。

而且，控制装置100具有脉冲定时校正处理部33，该脉冲定时校正处理部33判定载波信号是增加还是减少，并基于判定后的载波信号的增减而对占空指令值进行校正。

由此，能够通过占空指令值的运算处理而相对于开始a/d变换的定时来调整一对开关元件的切换定时的偏差。因此，能够使一对开关元件的pwm电压的接通期间的中间的定时与a/d变换的定时匹配。因此，与使得a/d变换的定时一律滞后规定的时间的现有结构相比，无论占空比的大小如何，均能够抑制对向电动装置供给的交流电流进行检测的精度的下降。

在本实施方式中，作为电动装置而使用电机，在逆变器4针对电机6的各相而设置有多对成对的开关元件。而且，脉冲定时校正处理部33基于载波信号的增减而对占空指令值进行校正，由此能够抑制通过a/d变换而采样的电流数据的波形的变形。

因此，抑制了伴随着波形的变形的高次谐波分量向通过a/d变换而获取的电流数据的混入，因此能够抑制向电机6供给的交流电力的检测精度的下降。另外，控制装置100为如下结构，即，反馈与电机6相关的电流数据而对占空指令值进行运算，因此通过抑制电流数据中所包含的噪声，从而能够抑制控制电机扭矩的精度的下降。

另外，根据本实施方式，控制装置100还具有停滞时间附加处理部35，该停滞时间附加处理部35针对pwm信号设置有使得一对开关元件同时变为非导通状态的停滞时间。而且，脉冲定时校正处理部33基于停滞时间tdt和载波信号的周期tc而对占空指令值du1^*或者du2^*进行校正。由此，能够抑制与向pwm信号的停滞时间的附加相伴的pwm电压的相位滞后。

另外，根据本实施方式，脉冲定时校正处理部33在载波信号的增加期间与减少期间之间切换对占空指令值进行校正的校正量。

具体而言，如图5所示，通过不改变校正量地切换校正量的符号而对占空指令值进行校正，因校正量的绝对值为固定值而能够减少校正量的运算。因此，能够抑制因脉冲定时的校正处理而引起的控制运算的增加。另外，如图4所示，通过在载波信号的增加期间和减少期间变更针对占空指令值du1^*的校正量，能够抑制与停滞时间的附加相伴的pwm电压的脉冲宽度以及相位这二者的偏差。

另外，根据本实施方式，控制装置100还具有停滞时间补偿处理部32，该停滞时间补偿处理部32对u相占空指令值du1^*实施如下补偿处理，即，对向电机6供给的pwm电压的脉冲宽度的偏差进行补偿。而且，脉冲定时校正处理部33如式(6)所示基于载波信号的增减而对实施了补偿处理的占空指令值du2^*进行校正。

这样，通过在脉冲宽度的补偿处理之后执行脉冲定时的校正处理，能够抑制因校正处理而引起的控制运算的增加，并且能够同时抑制pwm电压的脉冲宽度以及相位这二者的偏差。另外，针对已经设置有停滞时间补偿处理部32的控制装置，能够以简易的结构进行安装。

另外，根据本实施方式，脉冲定时校正处理部33在图2所示的运算期间如式(6)所示获取多次的载波信号的值，对载波信号的增减进行判定，基于该判定结果而使占空指令值的校正量增减。而且，如图4所示，pwm变换处理部34在获取到载波信号的值的运算期间的下一个运算期间对校正后的占空指令值和载波信号进行比较，由此生成pwm信号。

这样，根据载波信号的增减而使补偿处理后的占空指令值的校正量增减，由此能够同时对供给至电机6的pwm电压的上升定时以及下降定时这二者的滞后进行补偿。另外，在设定校正后的占空指令值的运算期间之前的运算期间内对载波信号的增减进行判定，由此能够在开始a/d变换的定时可靠地设定校正后的占空指令值。

此外，在本实施方式中，根据式(5)而对实施了停滞时间补偿处理的占空指令值进行校正，但有时也通过与式(5)不同的方法对占空指令值实施停滞时间补偿处理。因此，在下面的实施方式中，说明在通过与式(5)不同的方法而执行停滞时间补偿处理的控制装置中，对停滞时间补偿处理后的占空指令值进行校正的校正方法。

(第2实施方式)

对本发明的第2实施方式的控制装置的结构进行说明。

本实施方式的控制装置的基本结构与图1所示的控制装置100的结构相同。因此，对于本实施方式的控制装置的各结构，标注与图1以及图3所示的结构相同的标号进行说明。

在本实施方式中，由图3所示的pwm变换器3的停滞时间补偿处理部32以及脉冲定时校正处理部33执行的处理与第1实施方式不同。因此，这里，仅对停滞时间补偿处理部32以及脉冲定时校正处理部33的结构进行详细说明，关于其他结构，因与第1实施方式的结构相同而省略详细的说明。

另外，pwm变换器3的各相的结构基本上为相同的结构，因此这里仅对u相的结构进行说明。

与第1实施方式相同，停滞时间补偿处理部32基于u相电流iu而对u相占空指令值du1^*进行校正，由此计算出补偿处理后的占空指令值du2^*。

在本实施方式中，如下式(8)所示，停滞时间补偿处理部32仅在u相电流iu为负值的情况下，以使得u相的pwm电压vu的断开期间变长的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。

[式8]

根据式(8)，在u相电流iu大于或等于零的情况下，停滞时间补偿处理部32不进行校正而是将u相占空指令值du1^*作为补偿处理后的占空指令值du2^*输出。另一方面，在u相电流iu小于零的情况下，停滞时间补偿处理部32相对于u相占空指令值du1^*减去校正量(2kd·2tc/tdt)而将补偿处理后的占空指令值du2^*输出。由此，能够对通过对来自pwm变换处理部34的pwm信号附加停滞时间tdt而产生的u相的pwm电压vu的脉冲宽度的偏差进行补偿。

与第1实施方式相同地，脉冲定时校正处理部33根据载波信号的增减而对补偿处理后的占空指令值du2^*实施脉冲定时校正处理，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。

在本实施方式中，脉冲定时校正处理部33如下式(9)所示根据三角波的变化量δc的极性而将对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正的校正量切换为互不相同的值。根据上述的式(7)而对三角波的变化量δc进行计算。

[式9]

式(9)的右边第2项(2kd·2tdt/tc)是校正量，该校正量(2kd·2tdt/tc)是将停滞时间tdt的期间从时间单位向三角波的计数值单位变换后的值。

根据式(9)，在三角波的变化量δc小于零的情况下，脉冲定时校正处理部33判定为三角波处于减少期间，在三角波的变化量δc大于或等于零的情况下，判定为三角波处于增加期间。即，脉冲定时校正处理部33判定从载波信号生成部30输出的三角波是增加还是减少。

而且，在三角波处于减少期间的情况下，下一次的运算期间变为三角波的增加期间，因此脉冲定时校正处理部33将补偿处理后的占空指令值du2^*作为校正后的占空指令值du3^*而输出。

另一方面，在三角波处于增加期间的情况下，下一次的运算期间为三角波的减少期间，因此脉冲定时校正处理部33相对于补偿处理后的占空指令值du2^*加上校正量(2kd·2tdt/tc)。即，在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部33将从补偿处理后的占空指令值du2^*减去的校正量从零切换为规定的值(2kd·2tdt/tc)。

这样，脉冲定时校正处理部33在三角波的增加期间和减少期间变更对占空指令值du2^*进行校正的校正量的值，由此与第1实施方式同样地计算出校正后的占空指令值du3^*。

图6是表示在u相电流iu为负值的情况下由本实施方式的pwm变换器3基于u相占空指令值du1^*而生成的u相pwm电压vu的生成例的时序图。

图6(a)至图6(h)的各图的纵轴与图4(a)至图4(h)的各图的纵轴相同。另外，图6(a)至图6(h)的各图的横轴是彼此共用的时间轴。

在时刻t20之前的控制运算中，如图6(c)所示，对u相占空指令值du1^*进行计算。这里，u相电流iu为负值，因此根据式(8)从u相占空指令值du1^*减去校正量(2kd·2tdt/tc)而计算出占空指令值du2^*。

此时，如图6(b)以及图6(c)所示，脉冲定时校正处理部33获取2次三角波的计数值，根据式(7)对从第2次的计数值c2减去第1次的计数值c1所得的变化量δc进行计算。

时刻t20之前的三角波的变化量δc小于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为时刻t20至时刻t23的下一个运算期间为三角波的增加期间，如式(9)所示将校正量切换为零。因此，脉冲定时校正处理部33将补偿处理后的占空指令值du2^*设定为校正后的占空指令值du3^*。

由此，如图6(d)以及图6(e)所示，使pwm信号puu0以及pul0的切换定时相对于基于u相占空指令值du1^*的切换定时t22提前了停滞时间tdt的时间。因此，在时刻t21对pwm信号puu0以及pul0进行切换。

而且，如图6(g)所示，利用停滞时间补偿处理部32使得pwm信号pul0的上升定时相对于时刻t21滞后了停滞时间tdt。由此，驱动信号pul的脉冲在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t22上升。

由此，在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t22，如图6(h)所示，u相pwm电压vu的脉冲下降，u相pwm电压vu处于断开期间。

此时，如图6(b)以及图6(c)所示，脉冲定时校正处理部33获取2次的三角波的计数值而对三角波的变化量δc进行计算。计算出的三角波的变化量δc大于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为下一个运算期间为三角波的减少期间，将校正量切换为大于零的值(2kd·2tdt/tc)。

而且，脉冲定时校正处理部33根据式(9)而从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量，由此对校正后的占空指令值du3^*进行计算。由此，校正后的占空指令值du3^*变为与图4所示的占空指令值du3^*相同的值。

由此，在时刻t24，如图6(d)以及图6(e)所示，对pwm信号puu0以及pul0的信号电平进行切换，因此如图6(g)所示，下段的开关元件的驱动信号pul下降。因此，在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t24，如图6(h)所示，u相pwm电压vu的脉冲上升。

这样，在载波信号的增加期间和减少期间切换对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正的校正量，由此能够使得pwm电压vu的脉冲的切换定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时一致。

图7是表示本实施方式的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。在图2所示的每个运算期间反复执行该控制方法。

在本实施方式的控制方法中，代替图5所示的步骤s907、s909以及s910的各处理而追加了步骤s917以及s919的各处理。因此，这里仅对步骤s917以及s919的各处理进行详细说明。

在步骤s917中，停滞时间补偿处理部32对步骤s906中运算所得的占空指令值du1、dv1以及dw1实施停滞时间补偿处理。在本实施方式中，停滞时间补偿处理部32如式(8)所示基于各相的电机6的电流iu、iv以及iw和占空指令值du1、dv1以及dw1而对补偿处理后的占空指令值du2、dv2以及dw2进行计算。由此，能够抑制对电机6供给的三相pwm电压的脉冲宽度的偏差。

在步骤s908中，脉冲定时校正处理部33判断三角波是处于增加期间、还是处于减少期间。在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部33不对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行校正而是进入步骤s911的处理。

由此，如图6所示，pwm信号pul0的上升定时提前了停滞时间tdt的时间，因此能够使得u相pwm电压vu的下降定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时匹配。

在步骤s919中，在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部33如式(9)所示对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*加上校正量(2kd·2tdt/tc)并进入步骤s911的处理。

由此，如图6所示，驱动信号pul的下降定时变为基于u相占空指令值du1^*的切换定时，因此能够使得pwm电压vu的上升定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时匹配。

根据本发明的第2实施方式，脉冲定时校正处理部33如式(9)所示在载波信号的增加期间和减少期间之间将根据式(8)运算所得的占空指令值的校正量切换为互不相同的值。由此，与第1实施方式相同地，能够抑制与停滞时间的附加相伴的pwm电压的脉冲宽度以及相位这二者的偏差。

(第3实施方式)

对本发明的第3实施方式的控制装置的结构进行说明。

在本实施方式中，图3所示的由pwm变换器3的停滞时间补偿处理部32以及脉冲定时校正处理部33执行的处理与第1实施方式以及第2实施方式的处理不同。

这里，仅对停滞时间补偿处理部32以及脉冲定时校正处理部33进行详细说明，关于其他结构，与第1实施方式的结构相同，因此将详细说明省略。另外，pwm变换器3的各相的结构为基本上相同的结构，因此仅对u相的结构进行说明。

在本实施方式中，如下式(10)所示，停滞时间补偿处理部32仅在u相电流iu为正值的情况下以使得u相的pwm电压vu的断开期间缩短的方式对u相占空指令值du1^*进行校正。

[式10]

根据式(10)，在u相电流iu小于零的情况下，停滞时间补偿处理部32不进行校正，而是将u相占空指令值du1^*作为补偿处理后的占空指令值du2^*而输出。另一方面，在u相电流iu大于或等于零的情况下，停滞时间补偿处理部32对u相占空指令值du1^*加上校正量(2kd·2tc/tdt)并将补偿处理后的占空指令值du2^*输出。

在本实施方式中，脉冲定时校正处理部33如下式(11)所示根据三角波的变化量δc的极性而将补偿处理后的占空指令值du2^*的校正量切换为互不相同的值。

[式11]

式(11)的右边第2项是校正量，该校正量(2kd·2tdt/tc)是将停滞时间tdt的期间从时间单位向三角波的计数值单位变换后的值。

根据式(11)，在三角波的变化量δc小于零的情况下，脉冲定时校正处理部33判定为三角波处于减少期间，在三角波的变化量δc大于或等于零的情况下，判定为三角波处于增加期间。即，脉冲定时校正处理部33判定从载波信号生成部30输出的三角波是增加还是减少。

在三角波处于减少期间的情况下，下一次的运算期间变为三角波的增加期间，因此脉冲定时校正处理部33从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量(2kd·2tdt/tc)。即，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部33将从补偿处理后的占空指令值du2^*减去的校正量从零切换为规定的值(2kd·2tdt/tc)。

另一方面，在三角波处于增加期间的情况下，下一次的运算期间变为三角波的减少期间，因此脉冲定时校正处理部33将补偿处理后的占空指令值du2^*作为校正后的占空指令值du3^*而输出。

这样，脉冲定时校正处理部33在三角波的增加期间和减少期间对占空指令值du2^*的校正量进行变更，从而与上述实施方式相同地，以对pwm电压的相位滞后进行补偿的方式计算出校正后的占空指令值du3^*。

图8是在u相电流iu为负值的情况下由本实施方式的pwm变换器3基于u相占空指令值du1^*而生成的pwm电压vu的生成例的时序图。

图8(a)至图8(h)的各图的纵轴与图4(a)至图4(h)的各图的纵轴相同。另外，图8(a)至图8(h)的各图的横轴是彼此共用的时间轴。

在时刻t30之前的控制运算中，如图8(c)所示，对u相占空指令值du1^*进行计算。这里，u相电流iu为负值，因此根据式(10)不对u相占空指令值du1^*进行校正而是设定为占空指令值du2^*。此时，如图8(b)以及图8(c)所示，脉冲定时校正处理部33根据式(7)而对从第2次的计数值c2减去第1次的计数值c1所得的变化量δc进行计算。

时刻t30之前的三角波的变化量δc小于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为时刻t30至时刻t33的下一个运算期间为三角波的增加期间，如式(11)所示将校正量切换为大于零的值(2kd·2tc/tdt)。而且，脉冲定时校正处理部33从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量(2kd·2tc/tdt)而计算出校正后的占空指令值du3^*。

由此，如图8(d)以及图8(e)所示，使得pwm信号puu0以及pul0的切换定时相对于基于u相占空指令值du1^*的切换定时t32提前了停滞时间tdt的时间。因此，在时刻t31对pwm信号puu0以及pul0相互进行切换。

与此相伴，如图8(g)所示，pwm信号pul0的上升定时相对于时刻t31滞后了停滞时间tdt，因此驱动信号pul的脉冲在时刻t32上升。

由此，在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t32，如图8(h)所示，u相pwm电压vu的脉冲下降，u相pwm电压vu处于断开期间。

此时，如图8(b)以及图8(c)所示，脉冲定时校正处理部33根据式(7)获取2次的三角波的计数值而对三角波的变化量δc进行计算。计算出的三角波的变化量δc大于零，因此脉冲定时校正处理部33判定为下一个运算期间为三角波的减少期间，将校正量切换为零。

在时刻t33，脉冲定时校正处理部33根据式(11)将补偿处理后的占空指令值du2^*设定为校正后的占空指令值du3^*。该校正后的占空指令值du3^*变为与图4以及图6所示的占空指令值du3^*相同的值。

由此，在时刻t34，如图8(d)以及图8(e)所示，对pwm信号puu0以及pul0的信号电平进行切换。与此相伴，如图8(g)所示，驱动信号pul下降。因此，在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t34，如图8(h)所示，u相pwm电压vu的脉冲上升。

这样，根据载波信号的增减而交替地对补偿处理后的占空指令值du2^*的校正量进行切换，由此能够使得u相pwm电压vu的切换定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时一致。

图9是表示本实施方式的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。在图2所示的每个运算期间反复执行该控制方法。

在本实施方式的控制方法中，代替图5所示的步骤s907、s909以及s910的各处理而追加有步骤s920以及s927的各处理。因此，这里仅对步骤s920以及s927的各处理进行详细说明。

在步骤s927中，停滞时间补偿处理部32对步骤s906中运算所得的三相的占空指令值du1^*、dv1^*以及dw1^*实施停滞时间补偿处理。在本实施方式中，停滞时间补偿处理部32如式(10)所示基于电机6的各相的电流iu、iv以及iw和占空指令值du1^*、dv1^*以及dw1^*而对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行计算。由此，能够抑制对电机6的各相供给的pwm电压的脉冲宽度的偏差。

在步骤s908中，脉冲定时校正处理部33判断三角波是处于增加期间、还是处于减少期间。在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部33不对补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行校正而是进入步骤s911的处理。

由此，如图8所示，pwm信号pul0的上升定时提前了停滞时间tdt的时间，因此能够使得u相pwm电压vu的下降定时与基于u相占空指令值du1的切换定时匹配。

在步骤s920中，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部33如式(11)所示从补偿处理后的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*减去校正量(2kd·2tdt/tc)并进入步骤s911。

由此，如图8所示，驱动信号pul的下降定时变为基于u相占空指令值du1^*的切换定时，因此能够使得u相pwm电压vu的上升定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时匹配。

根据本发明的第3实施方式，脉冲定时校正处理部33如式(11)所示在载波信号的增加期间和减少期间将根据式(10)运算所得的补偿处理后的占空指令值的校正量切换为互不相同的值。由此，与上述实施方式相同地，能够抑制伴随着停滞时间的附加的各相的pwm电压vu、vv以及vw的脉冲宽度以及相位这二者的偏差。

此外，在上述实施方式中，控制装置100对因向pwm信号的停滞时间的附加而引起的pwm电压的相位偏差进行了补偿。然而，不仅因为附加了停滞时间，有时还因配置于控制装置100的信号传输电路的滞后、构成逆变器4的开关元件的响应滞后等原因而产生pwm电压的相位偏差。

(第4实施方式)

因此，对如下控制装置的实施方式进行说明，即，该控制装置不仅针对停滞时间的相位滞后进行补偿，还对pwm信号的传输电路的滞后、伴随着开关元件的响应滞后的pwm电压的相位偏差进行补偿。

图10是表示本发明的第4实施方式的pwm变换器3的结构的框图。

在本实施方式中，pwm变换器3具备控制滞后信息保持部331以及脉冲定时校正处理部332而代替图3所示的脉冲定时校正处理部33。这里，除了控制滞后信息保持部331以及脉冲定时校正处理部332以外的结构与图3所示的结构相同，因此标注相同的标号并将说明省略。

控制滞后信息保持部331对表示一对开关元件的驱动信号puu以及pul的延迟时间的控制滞后信息进行保持。在本实施方式中，控制滞后信息中示出了停滞时间tdt、对由pwm变换器3生成的pwm信号进行传输的传输电路的滞后时间tdly_c、以及构成逆变器4的开关元件的响应滞后时间tdly_s。

传输电路的滞后时间tdly_c是预先根据实验数据等而规定的值。传输电路是配置于停滞时间附加处理部35与逆变器4之间的电路，包含静噪滤波器、光电耦合器等。

开关元件的响应滞后时间tdly_s是打开时间的滞后和关闭时间的滞后的平均值，且是根据实验数据等而预先规定的值。打开时间是指从开关元件断开起直至切换为接通为止的时间，关闭时间是指从开关元件接通起直至切换为断开为止的时间。

脉冲定时校正处理部332基于控制滞后信息而对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正。即，脉冲定时校正处理部332基于停滞时间tdt、开关元件的响应滞后时间tdly_s、开关元件的响应滞后时间tdly_s中的至少一种延迟时间，以对pwm电压的相位偏差进行补偿的方式校对占空指令值du2^*。

在本实施方式中，脉冲定时校正处理部332如下式(12)所示根据三角波的变化量δc而切换对补偿处理后的占空指令值du2^*进行校正的校正量的符号。

[式12]

式(12)的右边第2项所涉及的系数kdly是校正量，根据下式(13)而计算出该校正量kdly。

[式13]

根据式(12)，在三角波的变化量δc小于零的情况下，脉冲定时校正处理部332判定为三角波处于减少期间，在三角波的变化量δc大于零的情况下，判定为三角波处于增加期间。

在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部332不对校正量的符号进行切换而是对补偿处理后的占空指令值du2^*加上校正量kdly，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。

另一方面，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部332从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量kdly，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。即，脉冲定时校正处理部332在三角波处于减少期间的情况下将校正量的符号从正切换为负。

这样，脉冲定时校正处理部33在三角波的增加期间和减少期间变更对占空指令值du2^*进行校正的校正量的符号，对校正后的占空指令值du3^*进行计算。脉冲定时校正处理部33将校正后的占空指令值du3^*输出至pwm变换处理部34。

图11是表示在u相电流iu为负值的情况下由本实施方式的pwm变换器3基于u相占空指令值du1^*而生成的u相pwm电压vu的生成例的时序图。

图11(a)至图11(h)的各图的纵轴与图4(a)至图4(h)的各图的纵轴相同。另外，图11(a)至图11(h)的各图的横轴是彼此共用的时间轴。

在时刻t40之前的控制运算中，如图11(c)所示，对u相占空指令值du1^*进行计算。这里，u相电流iu为负值，因此根据式(5)从u相占空指令值du1^*减去校正量(2kdtdt/tc)而计算出占空指令值du2^*。

此时，如图11(b)以及图11(c)所示，脉冲定时校正处理部332根据式(7)对从第2次的计数值c2减去第1次的计数值c1所得的变化量δc进行计算。而且，脉冲定时校正处理部332判定三角波的变化量δc是小于零还是大于零。

时刻t40之前的三角波的变化量δc小于零，因此脉冲定时校正处理部332判定为时刻t40至时刻t43的下一个运算期间为三角波的增加期间，将校正量的符号切换为负。

而且，脉冲定时校正处理部33根据式(12)从补偿处理后的占空指令值du2^*减去校正量kdly，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。由此，对因停滞时间tdt的附加而引起的u相的pwm电压vu的相位偏差进行补偿，并且对因传输电路以及开关元件的控制滞后而引起的u相的pwm电压vu的相位偏差进行补偿。

在时刻t40，如图11(c)所示，将在三角波的减少期间中运算所得的校正后的占空指令值du3^*与三角波进行比较。在时刻t41，如图11(d)以及图11(e)所示，对pwm信号puu0以及pul0的信号电平进行切换。由此，能够使pwm信号puu0以及pul0的切换定时相对于基于u相占空指令值du1^*的切换定时而提前对停滞时间tdt的一半的时间加上控制滞后时间(tdly_c+tdly_s)所得的延迟时间tdly。

然后，利用停滞时间附加处理部36使pwm信号pul0的上升定时相对于时刻t41滞后停滞时间tdt，因此如图11(g)所示，驱动信号pul的脉冲在时刻t42之前上升。

在驱动信号pul的脉冲上升的时刻，下段的开关元件切换为接通状态。此时，如图11(h)所示，伴随着传输电路的滞后和下段的开关元件的打开时间的滞后，在时刻t42对电机6的u相供给的pwm电压vu的脉冲下降。

这样，考虑传输电路的滞后、开关元件的响应滞后，由此能够使u相pwm电压vu的脉冲的下降定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时一致。

此时，如图11(b)以及图11(c)所示，脉冲定时校正处理部332对三角波的变化量δc进行计算，该三角波的变化量δc大于零，因此判定为下一个运算期间为三角波的减少期间，将校正量的符号切换为正。

而且，脉冲定时校正处理部332根据式(12)对补偿处理后的占空指令值du2^*加上校正量kdly，由此计算出校正后的占空指令值du3^*。由此，校正后的占空指令值du3^*比u相占空指令值du1^*大出与传输电路的滞后和开关元件的响应滞后相应的量。

在时刻t43，将在三角波的增加期间中运算所得的校正后的占空指令值du3^*与三角波进行比较。

在时刻t44，如图11(e)所示，pwm信号puu0以及pul0的信号电平切换为l电平，因此下段的开关元件切换为接通状态。此时，如图11(h)所示，伴随着传输电路的滞后和下段的开关元件的响应滞后，u相pwm电压vu的脉冲在基于u相占空指令值du1^*的切换定时t45上升。

这样，考虑传输电路的滞后、开关元件的响应滞后，能够使u相pwm电压vu的脉冲的上升定时与基于u相占空指令值du1^*的切换定时一致。

因此，在停滞时间tdt的基础上，再考虑传输电路的滞后时间tdly_c和开关元件的响应滞后时间tdly_s，由此能够使u相pwm电压的切换定时进一步接近基于u相占空指令值du1^*的切换定时。

此外，在本实施方式中，在第1实施方式的脉冲定时校正处理中考虑了传输电路的滞后、开关元件的响应滞后等的控制滞后，但同样可以在第2以及第3实施方式的脉冲定时校正处理中考虑控制滞后。

图12是表示本实施方式的控制方法的处理流程的一个例子的流程图。在图2所示的每个运算期间反复执行该控制方法。

在本实施方式的控制方法中，代替图5所示的步骤s909以及s910的各处理而追加了步骤s939以及s940的各处理。因此，这里仅对步骤s939以及s940的各处理进行详细说明。

在步骤s939中，在步骤s908中判断为三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部332根据式(12)对校正后的占空指令值du3^*、dv3^*以及dw3^*进行计算。具体而言，在三角波处于增加期间的情况下，脉冲定时校正处理部332对步骤s907中运算所得的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*加上与控制滞后量相加所得的校正量kdly并进入步骤s911。

由此，如图11所示，驱动信号pul的下降定时比基于u相占空指令值du1^*的切换定时t45提前因传输电路以及开关元件而引起的控制滞后时间(tdly_c+tdly_s)。

在步骤s940中，在三角波处于减少期间的情况下，脉冲定时校正处理部332根据式(12)从步骤s907中运算所得的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*减去与控制滞后量相加所得的校正量kdly并进入步骤s911。

由此，如图11所示，驱动信号pul的上升定时比基于u相占空指令值du1^*的切换定时t42提前控制滞后时间(tdly_c+tdly_s)。

根据本发明的第4实施方式，脉冲定时校正处理部332基于从停滞时间附加处理部35向逆变器4的开关元件传输信号的传输电路的滞后tdly_c而对三相的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行校正。

由此，能够减小因传输电路的滞后而引起的各相的pwm电压vu、vv以及vw的相位偏差。因此，能够使pwm电压的接通期间的中间的定时更进一步接近a/d变换的定时。

另外，根据本实施方式，脉冲定时校正处理部332基于开关元件的响应滞后而对三相的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行校正。即，脉冲定时校正处理部332基于从开关元件的导通状态向非导通状态的切换所引起的响应滞后、或者从非导通状态向导通状态的切换所引起的响应滞后，对各相的占空指令值du2^*、dv2^*以及dw2^*进行校正。

由此，能够减小因开关元件的响应滞后而引起的各相的pwm电压vu、vv以及vw的相位偏差。因此，能够使a/d变换的定时和pwm电压的接通期间的中间的定时相互接近，能够更进一步提高电机电流的检测精度。

以上对本发明的实施方式进行了说明，但上述实施方式不过示出了本发明的应用例的一部分而已，其主旨并非将本发明的技术范围限定于上述实施方式的具体结构。

例如，在上述实施方式中，对作为由交流电流驱动的电动单元而使用电机6的例子进行了说明，但并不局限于此，例如可以是电动泵等电动机，也可以是由交流电力进行驱动的装置。

另外，在上述实施方式中，将本发明应用于如下控制装置中，即，检测对电机6的各相供给的电流，反馈对该检测信号进行a/d变换后的电流数据，控制对电机6的各相供给的pwm电压。同样地，可以将本发明应用于如下控制装置，即，检测对电动装置供给的电压，反馈对该检测信号进行a/d变换后的电压数据，控制对电动装置供给的pwm电压。在这种情况下，通过配置对供给至电机6的电压进行检测的电压检测器代替电流检测器5u以及5v而实现，能够获得与上述实施方式的作用效果同样的作用效果。

此外，可以适当地对上述实施方式进行组合。