谐振储能网络的Q因子的确定的制作方法

本公开内容涉及功率电子器件，并且更特别地涉及用于谐振储能网络(resonanttanknetwork)的q因子的原地测量的电路和方法。

背景技术：

dc-dc功率变换器被用于各种各样的应用中，例如，笔记本电脑及各种办公设备的电源、无线充电、飞行器电力系统、电信设备及直流电机驱动器。dc-dc功率变换器的输入是未调整的直流电压vin。dc-dc功率变换器操作用于产生经调整的直流输出电压vout，具有不同于vin的大小(以及可能还有极性)。例如，在计算机电源中，120v的公用交流电压典型地被整流以产生大约170v的直流电压。dc-dc功率变换器然后能够被用来将该电压降低至可由计算机的集成电路(ic)接受的经调整的5v或3.3v。

某些dc-dc功率变换器使用谐振储能网络和脉宽调制(pwm)来获得相对高的功率转换效率和/或减小功率变换器的整体尺寸、重量和成本。这样的dc-dc功率变换器通常称为谐振变换器。在某些谐振变换器应用中，变换器的谐振储能网络的q因子(品质因数)必须被周期性地或不定期地测量以确保正确的操作。例如，在无线充电中，变换器的谐振储能网络的q因子需要被测量以感测非期望的(和非想要的)金属物体的存在性。

谐振器的q因子是用于提供谐振器的振荡的阻尼强度的度量并且还表征谐振器相对于其中心频率的带宽的无量纲参数。根据常规的定义，越高的q因子指示储存于谐振器内的能量越低的损失率。对于电谐振系统，q因子代表电阻损耗的阻尼效果。因而，有利的是能够确定谐振电路的q因子。

附图说明

本发明的实施例在此通过举例的方式来说明，且并不受附图所限，在附图中相同的附图标记指示相似的元件。在附图中的元件仅出于简单和清晰起见而示出，而并不一定按比例绘出。根据下面参照附图进行的详细描述，所公开的实施例的各个方面、特征及有利性通过举例的方式将变得更为明显，在附图中：

图1是根据本发明的一种实施例的电路的示意性框图；

图2是图1的电路的谐振储能网络的一种可替换实施例的示意性电路图；

图3是图1的电路的谐振储能网络的另一种可替换实施例的示意性电路图；

图4是能够用于根据本发明的一种实施例的图1的电路中的接口电路的示意性电路图；

图5是能够用于根据本发明的一种实施例的图1的电路中的比较器的示意性电路图；

图6是示出在根据本发明的一种实施例的图1的电路中的一种示例暂时阻尼振荡(transitorydampedoscillations)的曲线图；

图7是能够以根据本发明的一种实施例的图1的电路来实现的确定q因子的方法的流程图；

图8是能够用于根据本发明的一种实施例的图7的方法中的采样方法的流程图；以及

图9-11是以图表示出由图1的电路在根据本发明的一种实施例的图7-8的方法的执行期间生成的各种信号的时序图。

具体实施方式

本发明的详细说明性实施例公开于此处。但是，本公开内容所提到的具体的结构及功能细节仅仅是代表，为了描述本发明的示例实施例。本发明的实施例可以按照许多可替换的形式来实施并且不应被理解为仅 限于本文所阐明的实施例。

在此公开了具有开关网络、谐振储能网络以及可操作用于执行谐振储能网络的q因子的原地确定的电子控制器的功率变换器的各种实施例。在一种示例实施例中，控制器通过对开关网络的晶体管开关施加数量有限的导通脉冲来激发谐振储能网络的暂时阻尼振荡。控制器然后对与所激发的暂时阻尼振荡对应的波形的包络采样并处理所产生的数字信号样本集以确定谐振储能网络的q因子。q因子确定能够根据需要或必要性而重复，例如，用于防止功率变换器在由某些环境因素(例如，在功率变换器的紧邻处存在非期望的金属物体)导致的不适合的操作条件下操作。

本发明的一种实施例是用于确定电路的谐振储能网络的q因子的机器实现的方法。该方法包括：激发谐振储能网络的暂时阻尼振荡；获取代表暂时阻尼振荡的波形包络的数字信号样本的阵列；并且使用该数字信号样本的阵列来确定q因子。

本发明的另一种实施例是一种电路，包括：包含开关网络和谐振储能网络的谐振变换器；以及在操作上与谐振变换器连接的控制器，其中控制器通过以下操作来确定谐振储能网络的q因子：切换开关网络以激发谐振储能网络的暂时阻尼振荡；获取代表暂时阻尼振荡的波形包络的数字信号样本的阵列；并且使用该数字信号样本的阵列来确定q因子。

现在参照图1，图中示出了根据本发明的一种实施例的电路100的示意性框图。电路100包含可作为负载140的电源来操作的谐振变换器102。特别地，谐振变换器102操作用于将输入的直流电压(vin)转换成输出电压(vout)。根据负载140的功率要求，谐振变换器102能够被设计为使得输出电压vout要么为经调整的直流电压要么为经调整的交流电压。

在一种示例实施例中，谐振变换器102包含开关网络110、谐振储能网络120以及能够使用辅助电感器ls与谐振储能网络120电感耦接的可任选的适配器电路130，例如，如图1所示。适配器电路130能够 省略，例如，在谐振变换器102作为dc-ac功率变换器来操作的实施例中。在谐振变换器102作为dc-dc功率变换器来操作的实施例中，适配器电路130可以包含整流器和低通滤波器(在图1中未明显示出)。在涉及无线充电应用的实施例中，适配器电路130还可以包含可允许谐振变换器102与负载140之间的贯穿空间的电耦合的耦合器。谐振变换器102的某些实施例可以包含电压源106。在谐振变换器102的某些可替换实施例中，电压源106可以是外部电路或器件的一部分(在图1中未明显示出)。

在图1所示的实施例中，开关网络110被实施为具有四个晶体管开关q1-q4的全桥逆变器，每个晶体管开关均与电容器c1-c4中的相应一个以及二极管d1-d4中的相应一个并联连接，如图1所示。在操作中，开关q1-q4被导通和关断以促使全桥逆变器将由电压源106提供的输入的直流电压vin转换成用来驱动谐振储能网络120的振荡的方波(vsw)。

在一种可替换的实施例(在图1中未明显示出)中，开关网络110能够被实施为半桥逆变器。本领域技术人员应当理解，半桥逆变器能够根据所示的全桥逆变器来获得，例如，通过(i)将端子a1连接到地线以及(ii)去除晶体管开关q2和q3、电容器c2和c3以及二极管d2和d3。在某些实施例中，电容器c1-c4和二极管d1-d4是可任选的，并且能够被删除。本领域技术人员还应当理解，开关网络110的其他可替换实施例(在图1中未明显示出)能够作为代替用于电路100中。

由开关网络110生成的方波vsw驱使谐振储能网络120生成其频率接近(但不相同)于谐振储能网络120的谐振频率的正弦电压vr。在不同的实施例中，正弦电压vr的振幅能够通过(i)控制开关网络110的晶体管开关q1-q4的开关频率或者(ii)在开关频率被固定的情况下控制施加于晶体管开关q1-q4的栅极的导通脉冲的持续时间来控制。在一种示例实施例中，施加于晶体管开关q1-q4的栅极的导通脉冲串的特征为相对低的占空比。

在一种示例实施例中，导通脉冲串能够按照以下方式施加于晶体管 开关q1-q4的栅极。开关对q1/q3和q2/q4被导通和关断使得：(i)在开关q1和q3受脉冲驱使至导通的脉冲循环中，开关q2和q4保持为关断，以及(ii)在开关q2和q4受脉冲驱使至导通的脉冲循环中，开关q1和q3保持为关断。在开关网络110被实施为半桥逆变器的上述可替换实施例中，开关q1和q4被导通和关断使得：(i)在开关q1受脉冲驱使至导通的脉冲循环中，开关q4保持为关断，以及(ii)在开关q4受脉冲驱使至导通的脉冲循环中，开关q1保持为关断。

在图1所示的实施例中，谐振储能网络120包含串联连接的电感器l和电容器c。在图2-3中示出了谐振储能网络120的可替换实施例。本领域技术人员应当理解，谐振储能网络120的其他可替换实施例能够作为代替用于电路100中。

电路100具有测量(在该测量被认为是适当的或必要的之时)谐振储能网络120的q因子的能力。为了该目的，谐振储能网络120的输出使用电线124来分接并且被施加于接口电路150，如图1所示。接口电路150可操作用于适当地调节在电线124上接收到的正弦电压vr的副本，以使所产生的已调节的电信号152适合于在电子控制器160中进行的数字信号处理。在一种示例实施例中，由接口电路150执行的信号调节可以包括(但不限于)改变正弦电压vr的振幅并对其添加固定的直流偏移电压。接口电路150还可以用来提供在控制器160与谐振变换器102之间的适当电隔离，以便使电线124不干扰正弦电压vr和输出电压vout。接口电路150的一种示例实施例将在下文参照图4更详细地描述。

在一种示例实施例中，电子控制器160包含比较器162、计时器166、模数转换器(adc)170和数字信号处理器174。比较器162的一种示例实施例将在下文参照图5更详细地描述。在某些实施例中，电子控制器160能够被实施为独立的或嵌入的微控制器单元(mcu)或数字信号控制器(dsc)。用于确定能够使用控制器160来实现的谐振储能网络120的q因子的示例方法将在下文参照图6-11更详细地描述。

图2-3是示出谐振储能网络120的可替换实施例的示意性电路图。 在图2所示的实施例中，谐振储能网络120被实施为其中辅助电感器laux、电感器l及电容器c串联连接的llc网络。在图3所示的实施例中，谐振储能网络120被实施为其中电感器l、电容器cs及电容器cp串联连接的lcc网络。

图4是示出根据本发明的一种实施例的接口电路150的示意性电路图。接口电路150包含电线124(同样参见图1)如图4所示出的那样与其连接的电容器c5。电容器c5可操作用于提供在接口电路150的剩余部分与谐振储能网络120之间的直流电隔离。在一种示例实施例中，电容器c5具有比用于谐振储能网络120中的电容器(例如，c，图1；cs，图2-3；cp，图3)的电容显著小的电容，该电容器c5用来降低接口电路150对谐振储能网络120的振荡的影响。

接口电路150还包含含有串联的电阻器r1和r2且可操作用于对由电容器c5传递到电线402上的交流信号施加直流偏移的分压器406。二极管对404将会在该波形的振幅过大时对由电线402传送的所产生的直流偏移波形削峰(clip)。例如，如果电阻器r1和r2具有相同的电阻，则二极管对404将会在由电线402传送的直流偏移波形的振幅大于vcc/2时对该波形削峰，其中vcc是在接口电路150中使用的电源电压。接口电路150的这个特征用来保护下游电路(例如，运算放大器缓冲器408和电子控制器160(图1))免受可能的不安全信号电平影响。由运算放大器缓冲器408生成的输出信号是已调节的电信号152(同样参见图1)。

图5是示出根据本发明的一种实施例的比较器162的示意性电路图。比较器162包含分压器506和运算放大器(op-amp)510。分压器506包含串联的电阻器r3和r4，并且可操作用于给运算放大器510提供参考电压(vref)。运算放大器510可操作用于按照可促使控制信号(i)在v152＞vref时处于逻辑电平“1”以及(ii)在v152＜vref时处于逻辑电平“0”的方式来生成控制信号164(同样参见图1)，其中v152是已调节的电信号152的即时电平。在一种示例实施例中，电阻器r3和r4具有相同的电阻，这导致vref＝vcc/2。

返回去参照图1，一般地，开关网络110能够被配置用于驱动谐振储能网络120，以在其内导致稳态振荡或暂时阻尼振荡。要导致稳态振荡，连续的导通脉冲串由电子控制器160以交流方式施加于晶体管开关q1-q4的栅极，例如，如上所述，导通脉冲具有固定的重复率和固定的脉宽。相反，要导致暂时阻尼振荡，电子控制器160将有限数量的此类导通脉冲施加于晶体管开关q1-q4的栅极。当脉冲停止时，开关q3和q4被配置为持续处于导通状态，并且开关q1和q2被配置为持续处于关断状态。这种开关配置促使谐振储能网络120进入暂时阻尼振荡模式。在开关网络110被实施为半桥逆变器的上述可替换实施例中，谐振储能网络120进入暂时阻尼振荡模式时开关q4处于连续的导通状态并且开关q1处于连续的关断状态。

图6是示出根据本发明的一种实施例的电压vr(图1)的示例暂时阻尼振荡的曲线图。更具体地，图6示出了其特征在于振荡周期(t)和波形包络604的示例暂时振荡波形602。振荡周期t能够被定义为在波形602的两个连续的奇数或偶数编号的过零点(zcp)之间经过的时间。作为一个示例，图6示出了使用两个连续的偶数编号的过零点zcp2和zcp4的振荡周期t。如果谐振储能网络120具有相对大的q因子(这是典型的情形)，则波形602具有数量相对大(例如，＞20)的明确界定的且可辨别的zcp。

波形包络604具有上边沿604u和下边沿604l。上边沿604u和下边沿604l每个都能够通过指数衰减函数来近似，该指数衰减函数的衰减速率k如下式所示的那样与谐振储能网络120的阻尼比ζ相关：

k＝ζω0(1)，

其中ω0是谐振储能网络120的谐振频率。振荡周期t和q因子分别如同(2)-(3)式所表示的那样与由阻尼比ζ相关：

t＝2π/{ω0(1-ζ²)^1/2}(2)；

q＝1/(2ζ)(3)。

如果q因子相对较大，则(2)式能够近似为：

t≈2π/ω0(4)。

从图6可明显看出，波形包络604的上边沿604u能够通过获取与波形的局部极大值对应的波形602的样本来采样。波形包络604的下边沿604l能够类似地通过获取与波形的局部极小值对应的波形602的样本来采样。

图7是示出根据本发明的一种实施例的能够实施于电路100(图1)中的确定q因子的方法700的流程图。方法700将在下文继续参照图1和5-7来描述。

尽管在图1中没有明确表示，但是在方法700的步骤702，电子控制器160给晶体管开关q1-q4的栅极(图1)施加预定的固定数量(n1)的导通脉冲。如同上文已经解释过的，在导通脉冲停止之后，由谐振储能网络120生成的电压vr经历与图6所示的那些暂时阻尼振荡类似的暂时阻尼振荡。接口电路150使用电线124来感测电压vr的相应暂时波形并且给电子控制器160(同样参见图1)施加相应的已调节的电信号152。

在步骤704，电子控制器160处理已调节的电信号152以确定振荡周期t(同样参见图6)。在一种示例实施例中，该确定能够使用下列子步骤来实现。首先，比较器162被配置用于促使控制信号164在zcp(参见图6)处于电压vr的暂时波形的“低”和“高”电平之间转换。本领域技术人员应当理解，比较器162的这种配置能够通过适当地设定运算放大器510(参见图5)的参考电压vref来获得。其次，计时器160生成控制信号164在“低”和“高”逻辑电平之间转换的时间序列，并将所生成的该时间序列提供给处理器174。第三，处理器174处理接收自计时器160的该时间序列以确定振荡周期t。

在某些实施例中，步骤704的第三子步骤能够通过以下操作来执行：(i)计算在控制信号164的预定的固定数量(n2)的连续上升沿之间的时间差的集合；(ii)计算该时间差的集合的平均时间差；并且(iii)将所算得的平均时间差指定为振荡周期t的确定值。

在某些实施例中，步骤704是可任选的且能够跳过。

在步骤706，控制器160可操作用于获取代表波形包络604(图6) 的数字信号样本s的阵列(e)。在某些实施例中，电子控制器160可以获取代表波形包络604的上边沿604u的阵列e。如上所述，这样的信号样本能够通过在波形的局部极大值处对相应的暂时振荡波形(例如，波形602(图6))采样来获取。在可替换的实施例中，控制器160可以类似地获取代表波形包络604的下边沿604l的阵列e。如上所述，这样的信号样本能够通过在波形的局部极小值处对相应的暂时振荡波形采样来获取。步骤706的一种示例实施例将在下文参照图8更详细地描述。

在步骤708，处理器174处理在步骤706获取的数字信号样本(s)的阵列e，以确定与波形包络604对应的衰减速率k。在一种示例实施例中，步骤708能够被执行如下。

假定在步骤706获取的阵列e包含与波形包络604的上边沿604u对应的m个数字值(s1，s2，…，sm)。则在步骤708的第一子步骤，处理器174计算m-1个比值ri＝(si+1-d0)/(si-d0)，其中i＝1，2，…，m-1，并且d0是由接口电路150(图4)引入的直流偏移值。对于接口电路150的某些实施例，d0能够为0。在步骤708的第二子步骤，处理器174通过对m-1个比值ri求和并将所算得之和除以m-1来计算平均比值ravg。在步骤708的第三子步骤，处理器174使用下式来计算衰减速率k：

k＝-(lnravg)/t(5)，

其中t是在步骤704确定的振荡周期。本领域技术人员应当理解，步骤706能够类似地在阵列e包含与波形包络604的下边沿604l对应的m个数字值(s1，s2，…，sm)时实施。

在步骤710，处理器174使用在步骤708确定的衰减速率k和在步骤704确定的振荡周期t来计算q因子。在一种示例实施例中，q因子能够通过关于q求解方程(1)-(3)来计算。对于低阻尼系统(under-dampedsystems)(即，其特征在于相对大的q因子的系统)，方程(1)-(3)的求解减少为以下的近似：

q≈π/(kt)＝-π/(lnravg)(6)。

图8是示出根据本发明的一种实施例的能够用来实施方法700的步骤706(图7)的采样方法800的流程图。方法800对应于其中控制器160获取代表波形包络604的上边沿604u(参见图6)的数字信号样本的步骤706的一种实施例。本领域技术人员应当很容易了解如何修改方法800以得到其中控制器160获取代表波形包络604的下边沿604l的数字信号样本的采样方法。在步骤802-810上循环预定次数的方法800将在下文继续参照图1和6-8来描述。

在方法800的步骤802，电子控制器160操作用于激发谐振储能网络120的暂时阻尼振荡(图1)。在一种示例实施例中，步骤802能够按照与方法700的步骤702相同的方式来实施。

在步骤804，计时器166被配置用于生成可促使adc170在相对控制信号164的各自上升沿延迟了延迟时间td的各个时刻对已调节的电信号152采样m次的触发器信号168(参见图1)。回想到，控制信号164的连续上升沿彼此分离振荡周期t(同样参见图6)。结果，adc170生成与电压vr(图1)的m个完整振荡对应的已调节的电信号152的m个数字样本。

在步骤806，处理器174使用在步骤804生成的m个数字样本来更新存储于处理器174的存储缓冲器(在图1中未明显示出)内的m个数字值的阵列。在一种示例实施例中，能够使用下列更新规则和程序。

在方法800的处理第一次经过步骤804和806之前，存储缓冲器被清除以删除先前存储于其内的任何数字值。

在方法800的处理第一次经过步骤804和806时，在步骤804生成的全部m个数字样本的数字值被作为阵列写入存储缓冲器内。

在方法800的处理每次后续经过步骤804和806时，在步骤804生成的m个数字样本每个都与存储于存储缓冲器内的阵列的相应数字值比较。如果在步骤804生成的数字样本小于或等于存储于存储缓冲器内的阵列的相应数字值，则该数字样本被丢弃。相反，如果数字样本大于存储于存储缓冲器内的阵列的相应数字值，则数字样本的值被写入阵列中的相应位置内，以覆写该位置的先前数字值。

在方法800的处理最后一次经过步骤804和806之后，在存储于处理器174的存储缓冲器内的阵列中结束的m个数字值形成上述阵列e＝(s1，s2，…，sm)，该阵列在方法700的步骤708使用(图7)。上述更新规则导致按照上述方式生成的阵列e含有数字值，这些数字值每个都代表电压vr的相应一个完整振荡的局部极大值。如同以上已经参照图6提及的，波形602的局部极大值提供波形包络604的上边沿604u的采样点。

在步骤808，延迟时间td的当前值递增δt。在一种示例实施例中，在步骤804的第一实例中使用的初始延迟时间td能够为0.15t，即，振荡周期t的15％。延迟时间增量δt则能够为0.01t，即，振荡周期t的1％。以步骤808所使用的这些实例参数，在步骤804的第n个实例中使用的延迟时间td由(7)式描述如下：

td＝0.15t+0.01(n-1)t(7)。

本领域技术人员应当了解，在可替换的实施例中，能够类似地使用初始延迟时间td和延迟时间增量δt的其他合适值。

在步骤810，延迟时间td的新值与阈值时间t0比较。如果td＜t0，则方法800的处理返回到步骤802。否则，方法800的处理终止，由此促使主方法700的处理向前进行到步骤708(同样参见图7)。在一种示例实施例中，阈值时间t0能够为0.3t，即，振荡周期t的30％。本领域技术人员应当了解，在可替换的实施例中，能够类似地使用阈值时间t0的其他合适值。

步骤808和810使得方法800能够扫描与波形602(图6)类似的暂时振荡波形的局部极大值。对于在时间上以控制信号164的两个相应上升沿为边界的振荡周期，各自的局部极大值一般地被预料出现于0.15t与0.30t之间(例如，参见图6)。至少由于该原因，在方法800的上述实施例中，初始延迟时间td和阈值时间t0被分别设定为0.15t和0.30t。

还应当指出，需要足够的时间来通过步骤802的两个连续实例以促使较早的暂时振荡波形在下一个暂时振荡波形被激发之前完全衰减。在 一种示例实施例中，在步骤802的两个连续实例之间的等待时间能够为5ms的量级。

图9-11是以图表示出在根据本发明的一种实施例的方法700和800(图7-8)的执行期间于电路100(图1)内生成的各种信号的时序图。图9-11每个都示出了四个信号通道，这些信号通道被标记为ch1-ch4。通道ch1以图表示出了施加于晶体管开关q1-q4(图1)的栅极的导通脉冲串。通道ch2以图表示出了已调节的电信号152(图1)。通道ch3以图表示出了电压vr(图1)。通道ch4以图表示出了触发器信号168(图1)。位于图表的纵轴上的每个编号的五边形标记指示各个通道的零电压电平。注意，五边形标记编号2位于显著低于ch2波形的中间部分之处，这显示出由接口电路150的分压器406(参见图4)强加的直流偏移。

图9以图表示出了方法700的步骤702-704(图7)。在时间t1之前，vr＝0(参见通道ch3)。在时间t1与时间t2之间，10个导通脉冲被施加于晶体管开关q1-q4的栅极(参见通道ch1)。脉冲的频率被选择为近似高于谐振储能网络120(图1)的预期谐振频率达两倍。在时间t2之后没有更多的导通脉冲被施加(参见通道ch1)。在时间t1与时间t2之间，电压vr经历强迫振荡(参见通道ch3)。在时间t2之后，谐振储能网络120进入暂时阻尼振荡模式，并且电压vr的振荡在定性上类似于波形602(比较图6和通道ch3)。adc170没有被触发(参见通道ch4)，并且处理器174在步骤704依靠接收自计时器160的上述时间序列(控制信号164在“低”和“高”逻辑电平之间转换的时间)来确定振荡周期t。

图10以图表示出了方法800的步骤802-804(图8)。与图10中的通道ch1-ch3对应的波形分别基本上与对应于图9中的通道ch1-ch3的波形相同。但是，在图10的通道ch4中的触发器信号168现在传送在步骤804使用的adc触发脉冲。在方法800的这种特定实施方式中，在触发器信号168中的adc触发脉冲的数量为m＝14。在步骤804的这个特定实例中使用的延迟时间td为0.15t。对在通道ch4中的 adc触发脉冲相对于通道ch2的波形的时间对准的检查揭示，该波形的暂时振荡部分(与图6的波形602类似)正在与各自的波形极大值对应的时间的稍前的各个时刻被采样。

图11同样以图表示出了方法800的步骤802-804(图8)。但是，在图10和11之间的一个区别在于，在图11的通道ch4的触发器信号168中的14个adc触发脉冲对应于延迟时间td＝0.25t。对在图11的通道ch4中的adc触发脉冲相对于通道ch2的波形的时间对准的检查揭示，该波形的暂时振荡部分正在与各自的波形极大值对应的时间的稍后的各个时刻被采样。这个观察指出，在图10所示的步骤802-804的实例与图11所示的步骤802-804的实例之间，通道ch2的波形的暂时振荡部分被扫描通过其极大值，由此使得控制器160能够根据方法700的步骤706(图7)来编译阵列e＝(s1，s2，…，sm)。

还应当理解，在不脱离随附的权利要求书所表示的本发明的范围的情况下，本领域技术人员可以对为了解释本发明的性质而已经描述并示出的部分的细节、材料及布局进行各种改变。