一种双级转换器及其控制方法与流程

本案涉及一种电源转换技术，特别涉及一种双级转换器及其控制方法。
背景技术：
：互联网、通信技术的发展日新月异，因此深刻改变人们的生活方式。越是强大的互联网、通信技术，越是需要强大的处理器或者大规模集成电路来处理数据，然而处理器或大规模集成电路的处理能力变强时，功耗也可能对应增加，因此如何提高给处理器或者大规模集成电路供电的转换器的工作效率成为当务之急。在伺服器系统或者通信系统中，传统的供电方式是采用相对低电压(例如12v)的汇流排集中供电，并通过转换器将低电压的汇流排电压转化成适合处理器或者其它大规模集成电路使用的电压。然而随着处理器或者大规模集成电路功耗的不断增加，低电压汇流排承受的电流也不断增加，而由于汇流排上的功耗与汇流排上的电流成平方的关系，故在不降低电压汇流排的线路阻抗的前提下，汇流排上的功耗呈平方关系增加，如此一来，将导致能源的浪费和发热量的增加，亦因发热量的增加而降低了系统的稳定性和可靠性。而为了解决低电压汇流排线路上的功耗问题，另一种改进的供电方式则采用相对高电压(例如48v以上)的汇流排集中供电。在负载功率不变的情况下，以48v的汇流排电压(busvoltage)为例，48v的汇流排的电流为12v的汇流排的电流的四分之一，功耗则对应为十六分之一。因此采用高电压的汇流排电压来进行供电能大幅降低汇流排线路上的损耗。然而通常处理器或者大规模集成电路所需的供电电压较低，因此当处理器或者大规模集成电路适用的供电电压与转换器所接收的汇流排电压的电压差越大，转换器的工作效率便越差。因此在采用高电压的汇流排电压的情况下，采用双级架构的转换器所能达到的工作效率相对优于单级架构的转换器。请参阅图1。其为一般常见的双级转换器的结构示意图。如图1所示，双级转换器1包含第一级转换器10及第二级转换器11，其中第一级转换器10接收为相对高电压，例如48v，的输入电压vin(即汇流排电压)，并转换为中间电压vmid。第二级转换器11则接收中间电压vmid，并转换为负载12，例如处理器或大规模集成电路等，所需的输出电压vout，使负载12可进行运作。而传统的控制方法针对上述双级转换器1的第二级转换器11皆仅以其所输出的输出电压vout做为被控对象，然而仅仅以电压为被控对象，无法在实现输出特性的同时保证在各种可能负载情况下，例如轻载状态或重载状态，第二级转换器11的工作皆可保持于最优效率模式。同样地，第一级转换器10亦面临与第二级转换器11相同的问题，即无法因应各种可能负载情况下，皆保持于最优效率模式。因此，如何发展一种可改善上述现有技术缺失的双级转换器，藉此使双级转换器实现高电压输入与低电压输出，又能在各种可能负载情况下进行高效率运作，实为相关
技术领域：
者目前所迫切需要解决的问题。技术实现要素：本案的主要目的为提供一种双级转换器及其控制方法，解决传统双级转换器无法因应各种可能负载情况而皆保持于最优效率的问题。为达上述目的，本案提供一种双级转换器的控制方法，双级转换器包含第一级转换器以及第二级转换器，第一级转换器接收输入电压，并转换为中间电压，第二级转换器接收中间电压，并转换为输出电压而提供给负载，控制方法包括：检测负载的负载量；当负载的负载量大于第一负载阈值时，调整中间电压，使中间电压与输出电压之间的压差变大，中间电压的变化与负载的负载量变化之间呈负相关；当负载的负载量小于第二负载阈值时，中间电压保持不变，或调整中间电压，使得中间电压的变化与负载的负载量变化之间在至少一部分负载变化期间内呈正相关，其中，第一负载阈值大于第二负载阈值。为达上述目的，本案另提供一种双级转换器，包含：第一级转换器，接收输入电压，并转换为中间电压；第二级转换器，与第一级转换器电连接，用以接收中间电压，并转换为输出电压而提供给负载；以及第一控制电路，与第一级转换器电连接，且包含：采样电路，与第一级转换器的输入端及第二级转换器的输出端电连接，用以采样反映输入电压的信号以及反映第二级转换器的输出电流的信号，并根据输出电流以及输入电压产生第一参考电压；以及模式选择电路，用以接收第一参考电压，并根据第一参考电压确认负载的负载量状况，以调整第一级转换器的工作模式；其中，当负载的负载量大于第一负载阈值时，第一控制电路调整中间电压，使中间电压与输出电压之间的压差变大，中间电压的变化与负载的负载量变化之间呈负相关；当负载的负载量小于第二负载阈值时，中间电压保持不变，或第一控制电路调整中间电压，使中间电压与输出电压之间的压差变小，中间电压的变化与负载的负载量变化之间呈正相关；以及当负载的负载量小于第三负载阈值时，第一控制电路调整中间电压，使中间电压的变化与负载的负载量变化之间呈正相关、负相关或使中间电压保持不变，其中，该第一负载阈值大于第二负载阈值，第二负载阈值大于第三负载阈值。为达上述目的，本案又提供一种双级转换器，系包含：第一级转换器，系接收输入电压，并转换为中间电压；第二级转换器，与第一级转换器电连接，用以接收中间电压，并转换为输出电压而提供给负载；以及第一控制电路，与第一级转换器电连接，且包含：该第一级转换器为一谐振型直流/直流转换器(resonantdc/dcconverter)，包括：第一开关器件、第二开关器件、谐振电感以及变压器；第二开关器件与该第一开关器件串联连接于一节点；谐振电感其一端电连接至该节点；变压器具有初级绕组和次级绕组，该初级绕组的一端电连接至该谐振电感的另一端，其中，h＝lm/lr，lm表示该变压器的该初级绕组的一等效并联电感的电感值，lr表示该谐振电感的电感值，h介于10～100之间。基于上述技术方案可知，本案相比于现有技术具有下列技术效果至少其中之一：本案的控制方法可依据负载的负载量(诸如轻载状态/重载状态)调整第二级转换器所接收的中间电压，使第二级转换器因应负载的变化而皆工作于最优效率；本案的控制方法亦控制第一级转换器调整自身的运作模式，藉此达到最优效率；本案的双级转换器可实现高电压输入与低电压输出，又能在各种可能负载情况下进行高效率运作。附图说明图1为一般常见的双级转换器的结构示意图。图2为一般常见的双级转换器的第二级转换器在不同负载量时的效率与所接收的中间电压的归一化关系曲线图。图3为本案第一实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。图4为本案一实施例的双级转换器的控制方法的步骤流程图。图5为本案第二实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。图6为本案的第三实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。图7为本案的第四实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。图8为本案的第五实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。图9为一般的双级转换器的第一级转换器的总损耗与第一级转换器内部的开关器件的切换频率的关系图。图10为一般的双级转换器的第一级转换器的效率与第一级转换器内部的开关器件的切换频率的关系图。图11为本案的控制方法在负载的负载量为轻载状态且以间歇控制方式调整第一级转换器所输出的中间电压时，中间电压与第一级转换器所接收的脉冲宽度调变信号的时序图。图12为本案的控制方法在负载的负载量为轻载状态且以轨迹控制方式调整第一级转换器所输出的中间电压时，第一级转换器内的主动器件和被动器件的电压电流运行轨迹图。图13为本案一实施例的双级转换器的细部电路结构示意图。图14为本实施例的双级转换器的第一级转换器以数位控制方式控制时的控制步骤流程图。图15为在某一输入电压下，以中间电压为参变数测试或者模拟，计算得到的在不同负载状况下的各效率曲线。图16为图13所示的双级转换器的第一级转换器以及第二级转换器的细部电路结构示意图。附图标记说明：1、2：双级转换器10、20：第一级转换器11、21：第二级转换器12：负载22：第一控制电路220：采样电路221：模式选择电路23：第二控制电路200：第一开关器件201：第二开关器件vin、vin1、vin2：输入电压vmid、v1、v2、v3、v4、vm1、vm2：中间电压vout：输出电压l1、l2、l3、l4、l1’、l2’：负载量s1～s2：双级转换器的控制方法的步骤a：最优效率频率点vth1：下限电压vth2：上限电压io2：输出电流vref：第一参考电压vref2：第二参考电压s1：第一控制信号s2：第二控制信号z：反馈补偿阻抗s21～s26：双级转换器的第一级转换器以数位控制方式控制时的控制步骤lr：谐振电感t：变压器n：节点np：初级绕组ns：次级绕组具体实施方式体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上当作对其进行说明用，而非架构于限制本案。首先，本案的双级转换器的控制方法的原理实际上架构于对双级转换器的第二级转换器的损耗进行分析，进而发现通过调整第一级转换器所输出的中间电压可以实现在不同负载下第二级转换器效率的最优化，以下将进一步说明，其中下述图2至图10所提及的双级转换器皆以图1所示的双级转换器1来示范性说明。如图1所示，在双级转换器1中，第二级转换器11的作用是将第一级转换器10所输出的中间电压vmid转换成输出电压vout，以提供给负载12使用，因此第二级转换器11的转换效率实际上与所接收的中间电压vmid与负载12的大小有关。对于一个常见的第二级转换器11，例如直流/直流转换器，而言，其电路结构上由开关器件、储能器件以及连接器件所构成，而储能器件又可分为感性储能器件和容性储能器件。上述该些器件在工作的时候都会产生损耗，且可以进一步将损耗分解为导通损耗、开关损耗、驱动损耗和磁芯损耗，如式(1)所示：ptotal2(vmid,io1,io2,f)＝pcond2(io1,io2)+ps2(f)+pdrv2(f)+pcore2(vmid)---(1)其中ptotal2为第二级转换器11的总损耗，vmid为第二级转换器11所接收的中间电压，io1为第二级转换器所接收的中间电流(由第一级转换器10所输出)，io2为第二级转换器11所输出的输出电流，f为第二级转换器11的开关器件的切换频率，pcond2为第二级转换器11的导通损耗，ps2为第二级转换器11的开关器件的切换损耗，pdrv2为第二级转换器11的驱动损耗，pcore2为第二级转换器11的感性储能器件的磁芯损耗。而第二级转换器11的导通损耗pcond2又可以分解为第二级转换器11所接收的中间电流引起的导通损耗和第二级转换器11所输出的输出电流引起的导通损耗，如式(2)所示：其中rin2为第二级转换器11的输入等效电阻，ro2为第二级转换器11的输出等效电阻。在上述这些损耗构成中，磁芯损耗正比于中间电压vmid，导通损耗正比于输出电流而反比于中间电压vmid。而分析损耗变化规律可以发现，当中间电压vmid维持不变且负载12的负载量变轻的时候，磁芯损耗在总损耗中占比最大，反之，当负载12的负载量变重的时候，导通损耗占的比重最大。由此规律，可以采用适当的控制策略在负载12变为重载状态的时候提高第二级转换器11所接收的中间电压vmid，以降低导通损耗，此时虽然磁芯损耗也有所增加，但是磁芯损耗的增加不足以抵消导通损耗的降低，故第二级转换器11的总损耗还是随中间电压vmid的提高而降低。另外，在负载12变为轻载状态的时候，则适当降低第二级转换器11所接收的中间电压vmid以降低磁芯损耗，此时虽然导通损耗有所增加，但是导通损耗的增加不足以抵消磁芯损耗的降低，故第二级转换器11的总损耗还是随中间电压vmid的降低而降低。请参阅图2并配合图1，图2为一般常见的双级转换器的第二级转换器在不同负载量时的效率与所接收的中间电压的归一化关系曲线图。由上述内容及图2所示可得知，当第二级转换器11在负载12为轻载状态下，第二级转换器11的效率曲线随中间电压vmid升高而降低。当第二级转换器11在负载12为重载状态下，第二级转换器11的效率曲线随中间电压vmid的升高而升高。因此通过以上的分析，本案的控制方法实际上便通过依据负载12的负载量来对中间电压vmid进行对应的控制，藉此实现第二级转换器11最优效率的控制。请参阅图3，其为本案第一实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。如图3所示，其中横坐标表示负载12的负载量变化，纵坐标则表示中间电压vmid的大小，且图3中所标示的vin1、vin2则表示在不同状况下的第一级转换器10所接收的不同输入电压。首先，本案的控制方法检测负载12的负载量状态。当检测结果为负载12为重载状态时，例如负载12的负载量大于为第一负载阈值的负载量l4的状况下，本案的双级转换器的控制方法调整第一级转换器10所输出的中间电压vmid，使中间电压vmid和输出电压vout之间的压差增加，藉此减小第二级转换器11的导通损耗，如此一来，便可优化第二级转换器11在负载12为重载状态时的效率。反之，当检测结果为负载12为轻载状态时，例如负载12的负载量小于为第二负载阈值的负载量l3的状况下，本案的双级转换器的控制方法则调整第一级转换器10输出的中间电压vmid，使中间电压vmid与输出电压之间的压差减小，藉此减小第二级转换器11的磁芯损耗，如此一来，便可优化第二级转换器11在负载12为轻载状态时的效率。于上述实施例中，负载12的负载量和中间电压vmid的关系可以大致以vmid＝a*io1+b此运算式进行描述，其中vmid为第一级转换器输出的中间电压，io1为第二级转换器11所接收的中间电流，参数a反映了负载12为重载状态时曲线的斜率(即中间电压vmid与负载12的负载量之间的斜率)，且由第一级转换器10的内阻决定，而参数b则由第一级转换器10所接收的输入电压vin决定，通常b＝vin/n，其中vin为输入电压，n为第一级转换器10所用变压器的初级侧与次级侧的绕线匝数比。因此当负载12处于重载状态时，a为负值，且通常例如-0.2<a<0。而当负载12处于轻载状态时，a为正值，且通常例如0≤a<1。请参阅图4，其为本案示意性实施例的双级转换器的控制方法的步骤流程图。如图4所示，由上可知，本案的双级转换器的控制方法先执行步骤s1，即先检测负载12的负载量。接着，执行步骤s2，当检测结果为负载12的负载量大于第一负载阈值时，调整第一级转换器10所输出的中间电压vmid，使中间电压vmid与输出电压vout之间的电压差变大，且中间电压vmid的变化与负载12的负载量变化之间呈负相关，例如线性负相关，而其斜率介于-0.2至0之间。或当检测结果为负载12的负载量小于第二负载阈值时，则调整中间电压vmid，使中间电压vmid与输出电压vout之间的压差变小，且中间电压vmid的变化与负载12的负载量变化之间在至少一部分负载变化期间内呈正相关，例如线性正相关，且其斜率介于0至1之间。另外，第一负载阈值大于第二负载阈值。于步骤s1所述检测负载12的负载量中，本案的双级转换器的控制方法实际上依据负载12的负载量大于第一负载阈值或是小于第二负载阀值来判断负载12的负载量为重载状态或轻载状态。即当负载12的负载量大于第一负载阈值时，本案的控制方法则检测出负载12的负载量为重载状态。当负载量小于第二负载阈值时，本案的控制方法则检测出负载12的负载量为轻载状态。于一些实施例中，轻载状态可以为额定负载的30％以下，甚至更少，例如20％、10％或5％，而重载状态可以是额定负载的50％以上，甚至更多，例如70％或90％。另外，又于其它实施例中，在步骤s2中，当负载12的负载量介于第一负载阈值(即重载状态)与第二负载阀值(即轻载状态)之间时，本案的双级转换器的控制方法则控制第一级转换器10所输出的中间电压vmid随着负载12的负载量的增加而按照一预设比例同步增加，即如图3所示，在负载量l3至负载量l4的范围内，中间电压vmid随着负载12的负载量的增加而按照预设比例同步增加。如图3所示，当负载12为重载状态时，例如负载12大于负载量l4，本案的控制方法调整中间电压vmid而使中间电压vmid与输出电压vout之间的电压差变大，同时，在负载12的负载量继续增大的情况下，中间电压vmid将持续减小，因此可知，当负载12一进入重载状态的瞬间，中间电压vmid实为最大值，故本案的控制方法更控制第一级转换器10在负载12进入重载状态的瞬间输出最大值的中间电压vmid，藉此使第一级转换器10工作在较佳效率。而由于第一级转换器10实际上可由脉冲宽度调变型电路架构所构成，而以脉冲宽度调变方式进行控制，或是由谐振型电路架构所构成，而以谐振调频方式进行控制，因此本案的控制方法针对第一级转换器10的中间电压vmid的控制也因第一级转换器10的结构和运作方法不同而有差异。当第一级转换器10以脉冲宽度调变方式进行控制，且负载12为重载状态时，本案的控制方法则控制第一级转换器10以所接收到的一脉冲宽度调变信号中最大的占空比运作。当第一级转换器10以谐振调频方式进行控制，且负载为重载状态时，本案的控制方法则控制第一级转换器10的工作频率以谐振频率运作。而在上述负载12到达重载状态的状况下，因为第一级转换器10以较佳效率为优化目标，亦即使中间电压vmid为最大值，故第一级转换器10的输出阻抗呈现自然内阻特性，即中间电压vmid随负载12所需的电流的增加而不断降低，并且第一级转换换器10输出的中间电压vmid与第一级转换换器10所接收的输入电压之间呈现一定的比例关系，且这个比例系数为负值。而在图3中，v3、v4为第一级转换器10在第一级转换换器10所接收的不同的输入电压vin1及vin2的状态下所能达到的最大的中间电压。如果第一级转换器10以谐振调频方式进行控制，则v3或v4为第一级转换器10的工作频率以谐振频率运作时第一级转换器10所输出的中间电压，若第一级转换器10以脉冲宽度调变方式进行控制，则v3或v4为第一级转换器10以所接收到的脉冲宽度调变信号中最大的占空比运作时所输出的中间电压。此外，如图3所示，虽然在负载12为轻载状态时，例如负载12小于负载量l3的状况下，本案的双级转换器的控制方法则调整第一级转换器10的中间电压vmid，使中间电压vmid与输出电压vout之间的压差减小，且中间电压vmid的变化与负载12的负载量变化之间呈正相关，然而第二级转换器11所接收的中间电压vmid仍有一最低电压要求，即中间电压vmid例如至少为输出电压vout的1.1倍，故本案的控制方法实际上更在负载12为轻载状态且减小到一第三负载阀值(第二负载阈值大于第三负载阈值)，例如图3所示的负载量l2时，控制中间电压vmid不再随负载12的变化而变化，即控制中间电压vmid保持不变，以维持第二级转换器11所接收的中间电压vmid例如至少为输出电压vout的1.1倍，故如图3所示，在负载量l1～负载量l2之间，中间电压vmid皆为固定值，故在图4所示的步骤s2中，当检测结果为负载12的负载量小于第二负载阈值时，可调整中间电压vmid与输出电压vout之间的压差变小(如图3所示的负载量l2～负载量l3之间)，亦或使中间电压vmid保持不变(如图3所示的负载量l1～负载量l2之间)。更甚者，在负载12为轻载状态且中间电压vmid已如上所述不再随负载12的变化而变化时，若第一级转换器10及第一级转换器11以脉冲宽度调变方式进行控制，此时本案的控制方法则控制中间电压vmid为负载12在变化范围内所对应的最小值，例如为输出电压vout的1.1倍，且可使第二级转换器11以最大的占空比运作。若第一级转换器10以谐振调频方式进行控制，且负载12为轻载状态而中间电压vmid已如上所述不再随负载12的变化而变化时时，本案的控制方法则控制第一级转换器10的工作频率以一最大工作频率进行运作。此外，当中间电压vmid随负载的负载量减小到特定定值而不再随负载12的变化而变化时，中间电压vmid的值实际上依据输入电压的电压值不同而可维持在不同的固定值，如图3所示，当第一级转换器10接收的输入电压为vin1时，v1为第一级转换器10所输出的最低的中间电压，而当第一级转换器10接收的输入电压为vin2时，v2为第一级转换器10所输出的最低的中间电压。且当第一级转换器10以谐振调频方式进行控制时，中间电压v1或v2为第一级转换器10在最大工作频率下的所输出的中间电压，当第一级转换器10以脉冲宽度调变方式进行控制时，v1或v2可以为第一级转换器10在以所接收到的脉冲宽度调变信号中最小的占空比运作时所输出的中间电压。请参阅图5，其为本案第二实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。如图5所示，于一些实施例中，当负载12为轻载状态且小于第三负载阀值时，例如图5所示的负载量l2时，此时本实施的控制方法则改为控制中间电压vmid随着负载12的负载量的减少而增加，即中间电压vmid的变化与负载12的负载量变化之间呈负相关，其斜率为介于-1至0之间的负值。当然，为了使第二级转换器11正常工作，且有较高的效率，故当负载12为轻载状态且小于第三负载阀值时，无论中间电压vmid如何变化，中间电压vmid仍必须大于等于第二级转换器11最终的输出电压vout的1.1倍。请参阅图6，其为本案第三实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。如图6所示，于一些实施例中，当负载12为轻载状态且小于第三负载阀值，例如图6所示的负载量l2时，此时无论第一级转换器10所接收的输入电压是vin1、vin2或是其它值，本实施的控制方法更控制中间电压vmid为同一个固定值，即图6所示的v1，换言之，当负载12为轻载状态且小于第三负载阀值时，中间电压vmid都与第一级转换器10所接收的输入电压无关而维持在固定值。当然，为了使第二级转换器11正常工作，且有较高的效率，此时为固定值的中间电压vmid仍必须大于等于第二级转换器11最终的输出电压vout的1.1倍。请参阅图7，其为本案第四实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。如图7所示，于一些实施例中，当负载12为轻载状态且小于为第三负载阀值的负载量l2时，此时本实施的控制方法则改为控制中间电压vmid随着负载12的负载量减小而减小，故中间电压vmid的变化与负载12的负载量变化之间呈正相关。当然，为了使第二级转换器11正常工作，且有较高的效率，故本实施例的中间电压vmid在负载12为轻载状态且小于为第三负载阀值的负载量l2时仍必须大于等于第二级转换器11最终的输出电压vout的1.1倍。请参阅图8，其为本案第五实施例的控制方法应用在双级转换器时，双级转换器的第二级转换器所接收的中间电压与负载之间的关系曲线图。如图8所示，于一些实施例中，为了防止负载12在轻载状态及重载状态的门槛附近进行振荡，以确保双级转换器1正常工作，本实施例的控制方法更在轻载状态(即图8所示的负载量l3)及重载状态(即图8所示的负载量l4)之间设置了一个滞环，以确保双级转换器1正常工作。当然，为了使第二级转换器11正常工作，且有较高的效率，此时为固定值的中间电压vmid仍必须大于等于第二级转换器11最终的输出电压vout的1.1倍。另外，为了进一步地优化双级转换器1的工作效率，不但须采用如上所述的控制方法而使第二级转换器11在各种负载状况下均能工作在最优效率模式下，更需使第一级转换器10也工作在最优效率模式，故本案的控制方法更可针对第一级转换器10进行对应的控制，使第一级转换器10可工作在最优效率模式。以下将进一步说明本案的控制方法对双级转换器1的第一级转换器10的控制原理。请参阅图9及图10，其中图9为一般的双级转换器的第一级转换器的总损耗与第一级转换器内部的开关器件的切换频率的关系图，图10为一般的双级转换器的第一级转换器的效率与第一级转换器内部的开关器件的切换频率的关系图。如图9、10所示，对于第一级转换器10而言，其电路结构上由开关器件、储能器件以及连接器件所构成，而储能器件又可分为感性储能器件和容性储能器件。上述该些器件在工作的时候都会产生损耗，且可以进一步将损耗分解为导通损耗、开关损耗、驱动损耗和磁芯损耗。第一级转换器10的相关参数的公式如下：irms1(f,po)---(3)pcond1(f,po)＝irms1(f,po)2×r1---(4)ptotal1(f,po)＝pcond1(f,po)+ps1(f)+pdrv1(f)+pcore1(f)---(5)ps1(f)＝eoff1---(6)η1(f,po)＝po/(ptotal1(f,po)+po)---(7)其中irms1为第一级转换器10的工作电流有效值，f为第一级转换器10的开关器件的切换频率，po为第一级转换器10的输出功率，pcond1为第一级转换器10的导通损耗，r1为第一级转换器10线路中的导通电阻，ptotal1为第一级转换器10的总损耗，ps1为第一级转换器10的开关器件的切换损耗，pdrv1为第一级转换器10的驱动损耗，pcore1为第一级转换器10内的感性储能器件的磁芯损耗，eoff1为第一级转换器10的开关器件单次切换所损失的能量，η1为第一级转换器10的工作效率。由式(3)可知，在输入电压vin不变的时候，第一级转换器10的工作电流的有效值由开关器件的切换频率和输出功率决定。当切换频率低于一最优效率频率点a的时候，由式(4)可知，工作电流的有效值随切换频率的降低而增加。电流有效值的增加将引起导通损耗的增加。而由式(6)可知，开关器件的单次切换所损耗的能量为常量，所以开关器件的切换损耗随切换频率的降低而减少，磁芯损耗随切换频率降低而减少，导通损耗随切换频率降低的增加，且增加幅度大于开关损耗和变压器磁芯损耗随频率降低所减少幅度。所以当切换频率低于一最优效率频率点a的时候，第一级转换器10的总损耗随切换频率的降低而增加，即如图9中最优效率点a的左半平面。另外，由式子(4)-(7)可知，当开关频率高于最优效率频率点a的时候，电流的有效值则随切换频率的增加而增加。电流有效值的增加将引起导通损耗的增加，且开关器件的单次切换所损耗的能量随切换频率增加而增加，所以开关器件的切换损耗随切换频率的增加而增加，磁芯损耗随切换频率增加而增加，故第一级转换器10的总损耗随切换频率增加而快速增加，即如图9所示的最优效率频率点a的右半平面。而基于图9所示的第一级转换器10的总损耗与第一级转换器10内部的开关器件的切换频率的曲线，亦可推算出第一级转换器10的效率与第一级转换器10内部的开关器件的切换频率，即如图10所示。因此由上可知，随着第一级转换器10内部的开关器件切换频率的变化，第一级转换器10能够找到一个效率最优的工作点，即如图9及图10中的最优效率频率点a。因此当第一级转换器10以谐振调频方式进行控制，且第一级转换器10的频率以一预设值先行运作时，考虑特定负载下，第一级转换器10的效率和切换频率的关系曲线存在拐点，如图10所示，故本案的控制方法可以通过以频率作为因子的式子(7)对频率的微分计算，进而获得最优效率点，亦即当dη1(f,po)/df>0时，增大该频率的预设值，使第一级转换器10的效率向最优化方向改善。当dη1(f,po)/df<0时，则减少该频率的预设值，使第一级转换器10的效率向最优化方向改善。简而言之，即本案的控制方法在第一级转换器10以谐振调频方式进行控制，且第一级转换器10以一预设值先行运作而输出中间电压vmid时，除了控制第一级转换器10开始运作时先以预设值作为工作频率来运作，接着依据负载12的负载量状况来对应调整中间电压vmid，藉此提升第二级转换器11的效率外，更接续改变第一级转换器10的频率的频率值，且对第一级转换器10的工作效率进行微分，其中当第一级转换器10的工作效率大于一预设参考值时，则停止改变第一级转换器10的该频率的频率值，反之，当第一级转换器10的工作效率小于预设参考值时，则判断微分的结果大于零或小于零，当微分的结果大于零时，增大该频率的频率值，使第一级转换器10以加大后的频率值进行运作，反之，当微分的结果小于零时，则减少该频率的频率值，使第一级转换器10以减少后的频率值进行运作，藉此使第一级转换器10的效率可向最优化方向改善。当然，于其它实施例中，当第一级转换器10以脉冲宽度调变方式进行控制，第一级转换器10的占空比先以一占空比值运作而输出中间电压vmid时，除了控制第一级转换器10开始运作时先以占空比值来运作，接着依据负载12的负载量状况来对应调整中间电压vmid，藉此提升第二级转换器11的效率外，更接续改变预设占空比的占空比值，且对第一级转换器10的工作效率进行微分，其中当第一级转换器10的工作效率大于预设参考值时，则停止改变第一级转换器10的占空比的占空比值，反之，当第一级转换器10的工作效率小于预设参考值时，则判断微分的结果大于零或小于零，当微分的结果大于零时，增大占空比的占空比值，使第一级转换器10的占空比以加大后的占空比值进行运作，反之，当微分的结果小于零时，则减少占空比的占空比值，使第一级转换器10的占空比以减少后的占空比值进行运作，藉此使第一级转换器10的效率可向最优化方向改善。另外，由前述可知，当本案的控制方法检测结果为负载12的负载量为轻载状态时，调整中间电压vmid，使中间电压vmid与输出电压vout之间的压差变小，其中在负载量为轻载状态而调整中间电压vmid的方式可为间歇控制或轨迹控制，以下将进行说明。请参阅图11，其为本案的控制方法在负载的负载量为轻载状态且以间歇控制方式调整第一级转换器所输出的中间电压时，中间电压与第一级转换器所接收的脉冲宽度调变信号的时序图。如图11所示，当双级转换器1的第一级转换器10由脉冲宽度调变型电路架构所构成而以脉冲宽度调变方式进行控制时，若负载12的负载量为轻载状态，本案的控制方法则以间歇控制方式调整中间电压vmid，即当中间电压vmid达到一下限电压vth1时，提供脉冲宽度调变信号给第一级转换器10，而当中间电压vmid达到一上限电压vth2时，停止提供脉冲宽度调变信号给第一级转换器，使第一级转换器10以间歇方式运作，如此一来，可提高第一级转换器10于负载12的负载量为轻载状态时的效率。其中第一级转换器10从接收到脉冲宽度调变信号至下一次接收到脉冲宽度调变信号称为一个间歇周期。而在负载12为轻载状态下，如果第一级转换器10以一般正常的脉冲宽度调变信号进行控制，则可以逐渐增加占空比的方式增加中间电压vmid，以完成轻载状态到重载状态期间中间电压的切换。而在负载12为轻载状态下，如果以上述间歇方式控制第一级转换器10，可以通过提高间歇频率，即缩短间歇周期来逐渐提高中间电压vmid，以完成轻载状态到重载状态期间中间电压vmid的切换。请参阅图12，其为本案的控制方法在负载的负载量为轻载状态且以轨迹控制方式调整第一级转换器所输出的中间电压时，第一级转换器内的主动器件(activecomponent，或称为有源器件)和被动器件(passivecomponent，或称为无源器件)的电压电流运行轨迹图。如图12所示，于其它实施例中，不论双级转换器1的第一级转换器10的电路架构为何，若负载12的负载量为轻载状态时，本案的控制方法亦可以轨迹控制方式调整中间电压vmid，亦即因在第一级转换器10中，主动器件和被动器件的电压与电流运行均有一定的轨迹，故本案的控制方法则在负载12的负载量为轻载状态时，控制第一级转换器10依据一设定轨迹运作而调整中间电压，其中设定轨迹预先设定关于第一级转换器10内的主动器件和被动器件的电压及电流的运行轨迹，而由于轨迹控制方式常见于其他开关电路中，于此不再多述。请参阅图13，其为本案实施例的双级转换器的细部电路结构示意图。如图13所示，本实施例的双级转换器2包含一第一级转换器20、一第二级转换器21及第一控制电路22。其中第一级转换器20接收输入电压vin，并将输入电压vin转换为中间电压vmid。第二级转换器21连接于第一级转换器20及负载12之间，用以接收中间电压vmid，并将中间电压vmid转换为输出电压vout，以提供给负载12使用。第一控制电路22与第一级转换器20电连接，且包含一采样电路220及模式选择电路221。采样电路220与第一级转换器20的输入端及第二级转换器21的输出端电连接，用以采样反映输入电压vin的信号以及反映第二级转换器21的输出电流io2的信号，并根据输出电流io2以及输入电压vin的采样结果产生关于中间电压vmid的一第一参考电压vref。模式选择电路221则与第一级转换器20的输出端与采样电路220电连接，用以接收第一参考电压vref，并根据第一参考电压vref来确认负载12的负载量状况，以输出对应的一第一控制信号s1来调整第一级转换器20的工作模式，藉此对第一级转换器20内的各开关元件进行控制。其中在负载12为重载状态时，设定第一级转换器20工作为连续模式，即对第一级转换器20采用谐振调频方式进行控制(即控制第一级转换器20工作于一调频模式)或者脉冲宽度调变信号进行控制(即控制第一级转换器20工作于一调占空比模式)，并在负载12为轻载状态时，设定第一级转换器工作20为一间歇模式，即对第一级转换器20采用图11所示的间歇控制。其中，第一控制电路12乃依据负载12的负载量来对中间电压vmid进行对应的控制，而此控制方法已于前述相关段落进行说明，于此不再赘述。另外，于本实施例中，双级转换器2还包含一第二控制电路23，其与第二级转换器21的输出端电连接，用以采样输出电压vout，然后根据输出电压vout、一第二参考电压vref2及一反馈补偿阻抗z而产生一第一回馈控制信号，再将第一回馈控制信号与一锯齿波比较，以产生第二控制信号s2至第二级转换器21，以控制第二级转换器21内的各开关元件。例如，第二控制电路23包括一比较器，上述第一回馈控制信号输入至该比较器的反相输入端，上述锯齿波输入至该比较器的正相输入端，通过第一回馈控制信号与锯齿波的比较结果来输出上述第二控制信号s2。而于本案中，可对图13所示的双级转换器2进行数字控制(digitalcontrol)或模拟控制(analogcontrol)。请参阅图14，其为本实施例的双级转换器的第一级转换器以数字控制方式控制时的控制步骤流程图。如图14所示，本实施例的双级转换器2的第一级转换器20可以数字控制方式进行控制，且在数字控制方式进行控制的情况下，双级转换器2内部的相关参数可参考图3。首先，以数字控制方式控制时的控制第一级转换器20的控制方法先执行步骤s21，即利用第一级控制电路22采样输入电压vin及输出电流io2。接着执行步骤s22，依据输出电流io2判断负载12是否小于重载状态所对应的负载阈值(即第一负载阀值)。当步骤s22的判别结果为负载12并非小于重载状态对应的负载阈值，即负载12目前处于重载状态时，则执行步骤s23，即采用前面所述的方法，依据第一级转换器20的电路架构对应控制第一级转换器20的运作，例如当第一级转换器20为谐振型电路(resonantcircuit)架构，则控制第一级转换器20的工作频率以谐振频率运作，或当第一级转换器为脉冲宽度调变型电路(pulsewidthmodulationcircuit)架构，则控制第一级转换器20以所接收到的脉冲宽度调变信号中最大的占空比(maximumdutycycle)运作，藉此使第一级转换器20获得最高的转换效率。当步骤s23执行完后，再次执行步骤s20。另外，当步骤s22的判别结果为负载12处于小于重载状态对应的负载阈值，则执行步骤s24，即依据输出电流io2判断负载12是否大于一特定负载量。当步骤s24的判别结果为是时，则执行步骤s25，即设定中间电压vmid的参考值如前所述为a*io1+b，其中0≤a<1，而参数b则由输入电压vin决定，通常b＝vin/n，其中n为第一级转换器20所用的变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比。反之，当步骤s24的判别结果为否时，则执行步骤s26，设定中间电压vmid的参考值为vin*c，其中c为一正值常数，且vin*c必须大于等于1.1倍的输出电压。而上述步骤s25或步骤s26执行完后，则接续执行步骤s21。其中具体各参考值在不同输入电压及不同负载状况下的取值可以通过查表法或者曲线计算等方法得到。请参阅图15，其为在某一输入电压下，以中间电压为参变数测试或者模拟，计算得到的在不同负载状况下的各效率曲线。如图15所示，其中vm1和vm2分别指代两个不同的中间电压。从图15所示的各效率曲线上可以得到，在某一所欲取得的效率范围内，某一负载状况下相应的中间电压的取值。例如，负载量l1’对应的最高效率发生在中间电压为vm1的时候，负载量l2’对应的最高效率发生在中间电压为vm2的时候。记录下这些取值与其对应的负载而形成如表1所示：表1中间电压vm1vm2…负载量l1’l2’…同样，在变换输入电压的状况下，也可以得到相应的曲线。根据这些效率曲线，在一定的效率范围内，可以得到在另一输入电压状况下的类似于表1中负载量和中间电压的对应关系。因而在双级转换器2工作的时候可以根据这一系列的表进行查表得到对应输入电压，输出电流状况下各参数的取值。除此之外，也可以由表1中的数据采用曲线拟合的方式获得输出电流和中间电压的关系，例如，如果采用线性拟合的方式可以获得的运算式vmid＝a*io1+b，其中参数a，b由表1中数据用线性拟合的方式获得。当然，为了满足第二级转换器21最小输入工作电压的限制，中间电压vmid须为输出电压的1.1倍以上，而综合上述可得到中间电压vmid的设定值为max(a*io1+b,1.1vout)。当中间电压vmid值恒小于1.1倍输出电压vout，可得到图8所示负载12小于负载量l3时的曲线段；当中间电压vmid部分大于1.1倍输出电压vout时，可得图6所示负载12小于负载量l3的曲线段；当中间电压vmid恒大于1.1倍输出电压vout时，可得图7所示负载12小于负载量l3的曲线段，其中0≤a<1。根据表1中的数据特征，也可以采用其他曲线来进行数据拟合，例如二次特性曲线，指数特性曲线，对数特性曲线等。而若欲通过上述的控制方式来实现电路架构的全范围最高效率，仍需要主要电路的参数的配合才可以优化。请参阅图16并配合图13，其中图16为图13所示的双级转换器的第一级转换器以及第二级转换器的细部电路结构示意图。如图16所示，第一级转换器20为含变压器且为谐振型的直流/直流转换器(resonantdc/dcconverter)，用以将高压的输入电压vin转换为低压的中间电压，例如5v左右，且具有第一开关器件200、第二开关器件201、一谐振电感lr、一变压器t。第二开关器件201与第一开关器件200串联连接于一节点n。谐振电感lr的一端与节点n电连接。变压器t具有一初级绕组np及一次级绕组ns，其中初级绕组np的一端电连接于谐振电感lr的另一端，次级绕组ns则与第二级转换器21的输入端电连接。第二级转换器21为降压(buck)电路，用以将5v左右的中间电压转化为负载所需的输出电压。而降压电路由于线路简单，故可以通过多路并联来实现低电压而大电流的输出，即如图16所示的双级转换器2的第二级转换器21由多路并联的降压电路所构成。对于由降压电路，特别为多相并联的降压电路所构成的第二级转换器21，可以通过自身的控制方法，实现全范围高效率。例如当负载为重载状态，如满载时，所有并联的降压电路(例如6相并联)以连续导通模式(continuousconductionmode,ccm)工作。当负载为中载状态时，随着负载从满载逐渐变轻，所有并联的降压电路逐渐从连续导通模式转为效率最高的电流断续临界模式(discontinuouscurrentboundarymode,dcbm)。当负载为中轻载状态，随着负载从中载状态继续变轻，可以通过逐个关闭降压电路的个数使得整体效率继续维持在高位。当负载为轻载状态，且关闭到只剩一个降压电路时，如果需要继续降低负载，可以从电流断续临界模式转换为电流断续模式(discontinuouscurrentmode,dcm))，继续维持不错的效率。当负载为极轻载状态，此时需要让仅剩降压电路的间歇工作，才能维持期望的高效率。也就是说，由降压电路所构成的第二级转换器21本身具备全范围的高效率工作能力。而且，第二级转换器21允许很宽的输入范围。那么，本发明就利用这点，使得第二级转换器21所接收的中间电压根据整体最高效率来调整。但是第一级转换器20就难以仅仅通过控制策略来实现全范围高效率。比如重载状态时，双级转换器2希望第一级转换器20无功含量尽量少，以便所有器件尽力传递负载所需要的能量。因此，希望第一级转换器20的储能电感(pwm电路)或者谐振电感(pfm)lr越小越好，如设计成dcx(dctransformer)，但是在轻载时，又希望具备大感量的谐振电感lr，以便协助储备足够多的无功以实现间歇工作方式来达到高效率。另一面，又希望大的谐振电感lr来实现较大范围的中间电压的调整，因此，双级转换器2中的第一级变换器20，需要权衡谐振电感lr的设计来实现全范围高效率。谐振电感lr的电感值太大，则负载为中重载状态的效率差，谐振电感lr的电感值太小，则难以实现间歇工作，影响负载为轻载状态时效率的提升。而在第一级转换器20中，谐振电感lr的无功处理能力，往往用h来归一化表示。即h＝lm/lr。其中lm为变压器t的初级绕组np的等效并联电感，lr则为变压器t的初级绕组np的等效串联电感，即谐振电感lr。h越大，意味着lr越小，那么无功处理能力就越差，反之则越强。在此，等效并联电感lm可以由变压器t自身的激磁电感和外部并联电感共同形成，也可以仅由变压器t自身的激磁电感组成。变压器t自身的激磁电感由变压器t的二次侧开路状态下，测量变压器t的原边绕组的电感而得。等效串联电感lr可由变压器t原边外部串联电感、变压器t自身漏感、变压器t的二次侧的串联电感及变压器t原副边所在的谐振回路中的寄生电感组成，也可仅由变压器t的自身漏感、变压器t的原副边所在的谐振回路中的寄生电感组成。其中变压器自身漏感由变压器二次侧短路状态下，测量变压器原边绕组电感而得。如上所述，间歇工作决定lr的最小值，即h的最大值。而间歇工作状态下，lr最小应当足够保证电流峰值不会过大。该电流峰值跟lr和间歇工作时的频率或者占空比有关，是个难以归一化表达的参数。本发明选择与dcx形成足够的区分。通常来讲，dcx追求尽量小的lr，因此，在现有技术中，可以看到h大于200甚至更高的设计。本案选择h的最大值为100，以实现明显区别于dcx的无功处理能力。在某些特定场合，甚至可以将h的最大值设计为50。本案设计h最小值大于10，以满足重载状态时的效率需求。并且，适当小的lr，也可以减小体积，实现高的功率密度。在某些特定场合，甚至可以将h最小值设计为20。综上所述，本发明将双级转换器2的含变压器t的第一级转换器20的h值设计范围设定为：h在10～100之间，或者20～100之间，或者10～50之间，或者20～50之间。在一实施例中，双级转换器2的第二级转换器21为全电压范围调整电路(full-regulationcircuitinnormaloperation)，双级转换器2的第一级转换器20为含变压器t(即隔离型)的非全调直流/直流转换器(non-regulationorsemi-regulationdc/dcconverterinnormaloperation)，h在10～100之间，或者20～100之间，或者10～50之间，或者20～50之间。在一实施例中，双级转换器2的第二级转换器21为全电压范围调整电路，双级转换器2的第一级转换器20为含变压器t的非全调直流/直流转换器，h在10～100之间，或者20～100之间，或者10～50之间，或者20～50之间。且于负载为轻载状态时，第一级转换器20工作在间歇模式。在一实施例中，双级转换器2的第二级转换器21为全电压范围调整电路，双级转换器2的第一级转换器20为含变压器t的非全调直流/直流转换器，h在10～100之间，或者20～100之间，或者10～50之间，或者20～50之间。且于负载为轻载状态时，第一级转换器20工作在间歇模式。且第一级转换器20输出的中间电压按前述方式调整。当然，于其它实施例中，双级转换器2的第二级转换器21可为多相交错并联的脉冲宽度调变电路，双级转换器2的第一级转换器20为谐振电路。综上所述，本案提供一种双级转换器的控制方法及其适用的双级转换器，其中本案的控制方法可依据负载的负载量调整第二级转换器所接收的中间电压，使第二级转换器因应负载的变化而皆工作于最优效率，此外，本案的控制方法亦控制第一级转换器调整自身的运作模式，藉此达到最优效率，故本案的双级转换器可实现高电压输入与低电压输出，又能在各种可能负载情况下进行高效率运作。本案得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。当前第1页12