DC/DC转换器的制作方法

本发明涉及集成电子装置。

背景技术：

在汽车、工业及客户平台中对集成电子装置的不断增加的需求需要更成熟功率转换与分配设计。这些电子装置通常包含嵌入式处理器、存储器及从一个电池电源操作的其它电子组件。dc/dc电压转换器用于将不同电压供应到不同电子组件。这些dc/dc转换器取决于输出负载需要而在连续及非连续传导模式中操作。

dc/dc转换器通常在轻负载条件下进入非连续模式以改进效率。然而，dc/dc转换器可具有在于非连续模式中操作时使其效率降级的操作异常。

技术实现要素：

一种dc/dc电压转换器包含用于接收dc电压的转换器输入。第一开关耦合于所述输入与第一节点之间。第二开关耦合于所述第一节点与接地之间。电感器耦合于所述第一节点与转换器输出之间。电容器耦合于所述转换器输出与接地之间。输出电压合成器耦合到所述转换器输入及所述转换器输出以对所述第一节点处的电压进行合成且响应于所述转换器输入及所述转换器输出处的电压而为所述第一开关及所述第二开关中的至少一者产生控制信号。

附图说明

图1是dc/dc转换器的示意图。

图2是展示穿过图1的电感器l1的电流随图1的晶体管q1及q2的状态而变的曲线图。

图3是dc/dc转换器的实例性输出电压合成器的示意图。

图4a是来自图3的输出电压合成器的经合成输出电压与来自图1的dc/dc转换器的输出电压的曲线图。

图4b是来自图3的输出电压合成器的经合成输出电压与来自图1的dc/dc转换器的输出电压的曲线图。

图5是输出电压合成器的另一实例的示意图。

图6是其中包含有输出电压合成器的dc/dc转换器的框图。

图7是描述用于操作dc/dc转换器的方法的流程图。

具体实施方式

图1是dc/dc转换器100的示意图。转换器100包含称为晶体管q1的高侧开关及称为晶体管q2的低侧开关。在图1的实例中，晶体管q1是p沟道晶体管且晶体管q2是n沟道晶体管。晶体管q1的源极耦合到输入102。在转换器100的操作期间，输入102在输入电压vin下操作，输入电压vin是待由转换器100转换为另一dc电压的dc电压。晶体管q1的漏极耦合到节点n1。晶体管q2的漏极耦合到节点n1且晶体管q2的源极耦合到接地节点。所述接地节点可在接地电位或者不同于或低于输入电压vin的电位下操作。

电感器l1的第一端子耦合到节点n1。电感器l1的第二端子耦合到电容器cout。电感器l1与电容器cout的结是输出104或转换器100的在输出电压vout下操作的输出节点。电压vout是由转换器100产生的dc电压。

晶体管q1及q2的栅极耦合到栅极控制器110，栅极控制器110产生用以将晶体管q1及q2关断及接通的栅极电压。因此，栅极控制器110充当用以控制晶体管q1及q2的开关功能的开关控制器。转换器100在输入102处接收输入电压vin。栅极控制器110将晶体管q1及q2关断及接通，使得一个晶体管接通同时另一晶体管关断。关断与接通周期控制流动穿过电感器l1的电流il。所述电流il产生跨越电容器cout的电压，所述电压是转换器100的输出电压vout。在非连续操作模式中，晶体管q1及晶体管q2两者同时关断达一周期。

图2是展示穿过电感器l1的电流il随时间而变的曲线图。电流il的波形200响应于晶体管q1及q2的开关而是基本上三角形的。当晶体管q1接通时，晶体管q2关断，且当晶体管q1关断时，晶体管q2接通，如由三角形波形202所展示。在三角形波形之间的周期(标示为tno)期间，晶体管q1及q2两者均关断。栅极控制器110确定晶体管q1及q2的接通及关断时间以获得正确输出电压vout。在称为接通时间ton的周期期间，晶体管q1接通且晶体管q2关断，因此电感器电流il增加。在称为关断时间toff的周期期间，晶体管q1关断且晶体管q2接通，因此电流il减小。如由图2的波形200展示的转换器100的操作处于非连续模式(dcm)中，这是因为存在晶体管q1及晶体管q2两者均不接通的周期tno。波形200的周期称为dcm操作周期，且倒数是dcm操作频率。

当非常轻负载耦合到输出104时，转换器100的dcm操作维持转换器100的效率。在dcm中，电感器l1中的电流il不应反流，这是因为所述反流使转换器100的效率降级。在较高负载下，电阻性损耗是转换器100中的效率损耗的主要贡献因素。在轻负载下，在使用dcm的情况下，开关及电流反流是效率损耗的主要贡献因素。dcm中的电流反流对效率降级具有双重影响。首先，电流反流因将电容器cout放电而使效率降级，且其次，其增加晶体管q1及q2的开关频率，这贡献于开关损耗。举例来说，转换器100可能在dcm期间使用脉冲频率调制(pfm)，因此如果电感器电流il反流，那么晶体管q1及q2的开关频率将增加。因此，需要在电感器电流il达到零时将晶体管q2切断以最大化在dcm操作期间的轻负载效率。

许多常规技术已经采用来防止电感器电流il反流。一些技术包含二极管，所述二极管用以在电感器l1的“断电阶段”期间在电感器电流il原本会反流时使电感器电流il换向。电感器电流il的反流由于二极管的整流特性而不会发生。当负载电流(其为输出电流)减小到电感器电流il将反流的点时，二极管变为高阻抗，且转换器100进入其中转换器100的操作频率与负载电流的进一步减小成比例地线性减小的dcm或“脉冲跳跃模式”。关于整流二极管的问题中的一者是其在正向电流流动穿过所述二极管时引起实质损耗。

在其它实施方案中，通过检测电感器电流的反流且关断晶体管q2而减小所述反流。此类转换器具有检测电感器电流il的反流且接着关断晶体管q2的快速过零比较器(未展示)。过零比较器的技术在高频率转换器下由于在检测电流反流时的比较器延迟而不能充分地起作用。更具体来说，所述比较器在检测电流反流时不够快，这会导致实质损耗及低效。在较高电流转换器及较高操作频率转换器的工业趋势下，进入dcm由于此电流反流问题而陷入瓶颈。

本文中所描述的电路及方法预测而非检测电感器电流il。更具体来说，所述电路及方法对来自接通/关断定时器的输出电压进行合成以通过依赖于电感器的伏秒(volt*second)平衡而预测零电感器电流il。如应用于转换器100，接通时间ton与输入电压vin和输出电压vout之间的差的倒数成比例。关断时间toff与输出电压vout的倒数成比例。本文中所描述的合成器对转换器100进行合成且估计零电感器电流il以控制晶体管q1及q2的状态。接通时间ton针对给定vin、vout是固定的，且关断时间toff是可控制的以针对给定vin及vout在闭合环路中产生所需关断时间toff。在接通时间ton期间，合成器以与输入电压vin和输出电压vout之间的差成比例的电流将电容器充电。在关断时间toff期间，合成器以与输出电压vout成比例的电流将同一电容器放电。

接通时间ton及关断时间toff用于对输出电压vout进行合成。将经合成输出电压vsyn与由转换器100产生的实际输出电压vout进行比较，且在控制环路中通过调整控制晶体管q2的关断时间toff的关断时间toff而使两个电压vsyn与vout之间的差抵消或均衡。类似方法可应用于其它转换器拓扑，例如升压转换器、恒定接通时间转换器及恒定关断时间转换器。

图3是采用上文所描述的电压转换技术的输出电压合成器300的实例的示意图。合成器300包含分别为图1的晶体管q1及q2的相同或基本上类似大小的复制品的晶体管q3及晶体管q4。晶体管q3及q4用作开关且可由其它开关组件替代。晶体管q3的源极耦合于输入302与节点n3之间。输入302耦合到节点或类似物，所述节点或类似物耦合到图1的输入电压vin。因此，晶体管q3的源极处于vin电压电位。晶体管q4的漏极耦合到节点n3且晶体管q4的源极耦合到接地。所述接地是不同于输入电压vin的操作电位的电位且可为与晶体管q2的源极耦合到的电位相同的电位。

电阻器rsyn耦合于节点n3与节点n4之间。电阻器rsyn对通过图1的转换器100汲取的电流进行合成，如下文所描述。电容器csyn耦合于节点n4与接地之间。节点n4处的电压电位是经合成输出电压vsyn。积分跨导级310具有耦合到节点n4的第一输入及耦合到转换器100的输出104的第二输入。因此，所述第二输入处于转换器100的输出电压vout的电位。跨导级310的输出耦合到开关sw1，其中开关sw1在图2的tno周期期间断开。跨导级310的输出在本文中描述为电压；然而，跨导级310可产生除电压之外的信号。开关sw1的另一侧耦合到节点n5。电容器c2及toff控制器312两者耦合到节点n5。处理器314耦合到晶体管q3及q4的栅极且控制开关sw1的状态。

rsyn的值经选择使得穿过电阻器rsyn的电流具有与图1的电感器电流il相同的形式。电阻器rsyn及电容器csyn形成用于在节点n3处产生的输入波形的低通滤波器。rsyn与csyn的低通滤波器的时间常数的选择提供伏秒平衡调节环路的速度与准确性之间的折衷。如果所述时间常数较小，那么调节环路较快速地稳定但将具有较多不准确性。如果所述时间常数较大，那么调节环路将花费较长时间来稳定但将具有较少不准确性。在一些实例中，所述时间常数经选择为晶体管q3及q4的开关频率的1/10以实现调节环路的准确性与稳定速度之间的平衡。

对图1的电感器电流il进行合成的充电及放电电流成长为跨越电阻器rsyn的电压。在此情形中，充电电流与输入电压vin和节点n4处的输出电压vsyn之间的差成比例。放电电流与节点n4处的经合成输出电压vsyn成比例。电压vsyn通过电阻器rsyn与电容器csyn的低通滤波器被滤波，这复制降压转换器(例如图1的转换器100)的输出。通过跨导级310将经合成输出电压vsyn与转换器100的实际输出电压vout进行比较。开关sw1闭合以将电容器c2充电到由跨导级310输出的电压且断开以保持用于输入到toff控制器312的电压。

toff控制器312产生控制转换器100及合成器300两者中的关断时间toff的信号。举例来说，由toff控制器312产生的信号由处理器314及栅极控制器110处理以设定关断时间toff。如图3中可见，由toff控制器312产生的信号闭合合成器300中的反馈环路。总之，接通时间ton始终由处理器314控制。关断时间toff在dcm中由toff控制器312调节及控制且在ccm中由处理器314控制。在ccm中，转换器100具有高得多的损耗(例如功率级损耗)，因此实际关断时间toff小于理论关断时间toff。因此，处理器314在ccm中对toff控制器312进行重写。

图4a及4b是由图3的合成器300产生的经合成输出电压vsyn及由图1的转换器100产生的输出电压vout的实例的曲线图。如果图2的关断时间toff太长，那么经合成输出电压vsyn将低于实际输出电压vout，如图4a中所展示。由跨导级310产生的校正电压变低以减少关断时间toff。如果关断时间toff太短，那么经合成输出电压vsyn将高于实际输出电压vout，如图4b中所展示。跨导级310的输出增加以增加关断时间toff。在稳定状态中，关断时间toff将安稳下来达到所需关断时间toff。

合成器300将额外极点放置于转换器100的控制环路中。所述控制环路包含跨导级310及栅极控制器110。合成器300实施起来较简单，因此所述极点可在合成器300的操作期间在周围工作或被避免。由于电阻器rsyn是以dcm操作频率有效地开关，因此所引入的极点与所述操作频率直接成比例地变化。其类似于开关式电阻器滤波器。因此，与跨导级310的跨导及电容器c2相关联的补偿极点还需要在频率上与dcm操作频率成比例地变化。

图5是克服上文所描述极点问题的输出电压合成器500的另一实例。合成器500与图3的合成器300相同或类似，惟添加了开关sw2及电容器c2的位置除外。在图5的实例中，开关sw1及sw2的状态由处理器314控制。上文所描述问题通过在经合成输出电压vsyn的产生时间期间使跨导级310到电容器c2中的输出换向而得以克服。电压vsyn在此时间期间由电容器c2保持。因此，非主导极点及其补偿主导极点彼此跟踪，从而确保跨宽dcm操作频率范围的恒定相位裕量。

图6是包含电压合成器602的dc/dc转换器600的框图。转换器600基本上类似于图1的转换器100，另添加了合成器602。电压合成器602可为上文所描述的合成器中的任一者。栅极控制器610主要以与图1的栅极控制器110控制晶体管q1及q2的接通时间及关断时间相同的方式控制两个晶体管q5及q6的接通时间及关断时间。晶体管q5及q6的接通时间及关断时间确定穿过电感器l2及输出电容器cout的电流il。

输入电压vin及输出电压vout耦合到合成器602，如图3、5及6中所展示。电压vin及vout输入到合成器602以产生toff信号，toff信号输出到栅极控制器610以控制接通时间ton及/或关断时间toff。合成器602防止或减小电流il反流穿过电感器l2的可能性，这改进转换器600的效率。在一些实例中，合成器602及栅极控制器610是单个处理器。

图7是描述用于操作基于本文中所描述的合成器的dc/dc转换器的方法的流程图700。在步骤702中，通过产生穿过电阻器及电容器的电流而对穿过电感器的电流进行合成。在步骤704中，将跨越电容器的电压与转换器的输出电压进行比较。在步骤706中，响应于经合成电压与输出电压的比较而设定其中传导电流穿过电感器的周期。

虽然本文中已详细描述了输出电压合成器及用于对输出电压进行合成的方法的一些实例，但应理解，可另外以各种方式体现及采用发明性概念，且所附权利要求书打算被视为包含此类变化形式(惟受现有技术限制除外)。