具有电池诊断功能的充电器及其驱动方法与流程

本公开涉及具有电池诊断功能的充电器及其驱动方法，并且更具体地，涉及能够诊断电池的健康状态和异常状态的充电器及其驱动方法。

背景技术：

通常，电池执行用于将化学能转变成电能的放电循环和用于将电能转变成化学能的充电循环。最常用的电池是作为原电池的应用的铅蓄电池，该铅蓄电池包含硫酸溶液、铅(Pb)电极和二氧化铅(PbO₂)电极，并且该铅蓄电池的健康状态由于包括内部活性材料的变化以及由长时间重复充电和放电循环导致的自放电在内的许多不同种类的老化过程而缩短。

另外，上文描述的电池利用经由充电器的电力定期充电。通常，这种充电器除了电池充电功能以外，不提供能够诊断电池的状态的功能。结果，用户不能在使用电池时识别电池的健康状态，以得到关于不可操作的状态的预报或者由电池的健康状态的急剧下降而导致的系统故障的指示，使得系统的可靠性可能降低。

为了解决这种问题，已经积极地开展了关于能够在对电池进行充电时诊断电池的健康状态并且向用户通知诊断结果的充电器的研究。

使用电池的库仑系数并且基于电池模型的参数变化来计算电池的最大可用容量，诊断电池的健康状态的方法是有代表性的。

但是，上述方法的缺点在于，电池的健康状态的诊断算法既复杂又不太可靠。

技术实现要素：

因此，根据本公开的一个方面，提供了一种充电器及其驱动方法，该充电器具有简化的电池诊断算法，并且被配置为向电池施加扰动电压并且使用能够双向地传输电力的充电器基于根据扰动电压的响应电流来诊断电池的健康状态。

根据本公开的一个方面，提供了一种具有电池诊断功能的充电器，该充电器连接在电池和用于提供输入电压的输入电源之间以利用所述输入电压对所述电池进行充电，该充电器包括：全桥电路，所述全桥电路连接至所述输入电源，并且包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关；变压器，所述变压器包括一次绕组和二次绕组，所述一次绕组连接至所述全桥电路，并且转换从所述全桥电路接收的所述输入电压以将所述电压传输至所述二次绕组；以及整流电路，所述整流电路包括第五开关和第六开关，所述第五开关和所述第六开关连接在所述二次绕组和所述电池之间，并且被配置为对从所述变压器接收的电压进行整流以对所述电池进行充电，或者双向地传输电力以便诊断所述电池的健康状态。

另外，还可以包括控制器，所述控制器被配置为控制包括所述第一开关至所述第六开关的多个开关以利用所述输入电压对所述电池进行充电或者施加用于诊断所述电池的健康状态的扰动电压，并且根据所述扰动电压来基于从所述电池输出的响应电流诊断所述电池的健康状态。

另外，所述全桥电路可以包括彼此并联连接的第一支线(leg)和第二支线，其中，所述第一开关和所述第二开关可以设置在所述第一支线处，并且所述第三开关和所述第四开关可以设置在所述第二支线处。

另外，所述第一开关至所述第四开关中的每一个开关可以设置有彼此并联连接的寄生电容器和体二极管。

另外，所述变压器可以在其二次绕组处设置有分接头(tap)。

另外，还可以包括平滑电路，所述平滑电路连接至设置在所述二次绕组处的所述分接头。

此外，所述整流电路可以包括连接至所述二次绕组的一端的第六开关以及连接至所述二次绕组中的另一端的第五开关。

另外，所述第五开关和所述第六开关中的每一个开关可以设置有彼此并联连接的寄生电容器和体二极管。

另外，所述第一开关至所述第四开关可以通过零电压切换(ZVS)而接通。

根据本公开的另一方面，提供了一种驱动充电器的方法，该充电器具有电池诊断功能并且包括：全桥电路，所述全桥电路用于接收输入电压，并且具有第一开关至第四开关；变压器，所述变压器具有一次绕组和二次绕组，所述一次绕组连接至所述全桥电路，并且对从所述全桥电路接收的输入电压进行转换以将经转换的电压传输至所述二次绕组；第五开关和第六开关；以及整流电路，所述整流电路连接至所述二次绕组以对从所述变压器接收的电压进行整流，以便对所述电池进行充电，所述方法包括以下步骤：根据所述第一开关至所述第四开关的接通操作或断开操作来将所述输入电压传输至所述变压器；根据所述第五开关和所述第六开关的接通操作或断开操作来对所述输入电压进行整流，以对所述电池进行充电；当所述电池的充电完成时，向所述电池施加扰动电压；以及基于从所述电池输出的响应电流来诊断所述电池的健康状态。

另外，当所述第一开关至所述第四开关被接通时，根据所述第一开关至所述第四开关的接通操作或断开操作来将所述输入电压传输至所述变压器的步骤可以通过ZVS来操作，因此将所述输入电压传输至所述变压器。

另外，根据所述第五开关和所述第六开关的接通操作或断开操作来对所述输入电压进行整流以对所述电池进行充电的步骤可以包括以下步骤：将所述第六开关连接至所述二次绕组的一端，并且将所述第五开关连接至所述二次绕组的另一端，其中，所述全桥电路可以包括彼此并联连接的第一支线和第二支线，当设置在所述第一支线的顶部的所述第一开关或者设置在所述第二支线的底部的所述第四开关被接通时，接通所述第五开关；当所述第一开关和所述第四开关被断开时，断开所述第五开关；当所述第一支线的底部的所述第二开关或者所述第二支线的顶部的所述第三开关被接通时，接通所述第六开关；以及当所述第二开关和所述第三开关被断开以对所述输入电压进行整流时，断开所述第六开关，因此对所述电池进行充电。

另外，所述第一开关至所述第六开关中的每一个开关可以包括彼此并联连接的寄生电容器和体二极管。

另外，还可以包括以下步骤：根据所述第五开关和所述第六开关的接通操作或断开操作来双向地传输电力。

根据以上所描述的本公开的一个方面，使用能够双向地传输电力的充电器，可以通过向电池施加扰动电压并基于根据扰动电压的响应电流来诊断电池的健康状态的算法来简单且精确地诊断电池的健康状态。

另外，通过ZVS来操作包括在充电器中的多个开关，使得可以由于开关损耗的减少而使充电器的总损耗减少。

另外，包括在充电器中的整流电路执行同步的整流，使得可以减少传导损耗。

附图说明

通过参照附图详细地描述本公开的示例性实施方式，本公开的上述目的及其它目的、特征和优点对于本领域技术人员来说将变得更显而易见，其中：

图1是根据本公开的一个实施方式的具有电池诊断功能的充电器的示意电路图；

图2是例示在根据本发明的一个实施方式的具有电池诊断功能的充电器的第一操作模式至第七操作模式下在元件中流动的电流和施加至所述元件的电压的曲线图；

图3、图4、图5、图6、图7、图8和图9分别是用于描述根据本公开的一个实施方式的具有电池诊断功能的充电器的第一操作模式至第七操作模式的示意电路图；

图10是根据本公开的一个实施方式的充电器的恒定电流和恒定电压(CC/CV)充电的控制框图；以及

图11是例示根据本公开的一个实施方式的电池的等效电路的示意电路图。

具体实施方式

将参照附图描述本公开的说明，附图将可由本公开实现的实施方式示出为示例。将充分详细地描述这些实施方式，以使得本领域技术人员能够实施。本公开的各个实施方式虽然彼此不同，但是应理解它们不需要相互排斥。例如，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，本文中所公开的特定形状、结构和特征可以与一个实施方式关联地由另一个实施方式实现。另外，应理解的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下修改在相应的实施方式中公开的相应组件的位置和布置。因此，稍后要公开的实施方式不应该被理解为具有限制本公开的范围的意义，而是用于说明本公开，并且所述范围的幅度不限于这些实施方式。本公开的范围应当由所附的权利要求以及这些权利要求所享有的等同物的全部范围来解释。在为附图的组件赋予附图标记时，对在各个方面具有相同或相似功能的组件赋予相同或相似的附图标记。本文中使用的术语仅用于描述的目的，并且不旨在限制本发明的范围。术语“包括”和/或“包含”用来指定存在所述的元件、步骤、操作和/或组件，但是不排除存在或增加一个或更多个其它元件、步骤、操作和/或组件。术语“第一”、“第二”等可以用来描述不同的元件，但是不限制所述元件。这些术语仅用来将一个元件与另一元件区分开。根据下面结合附图对本发明的实施方式的说明，这些方面和/或其它方面变得显而易见并且更易于由本领域技术人员理解。

在下文中，将参照附图详细地描述本公开的优选实施方式。

图1是根据本公开的一个实施方式的具有电池诊断功能的充电器的示意电路图。

参照图1，根据本公开的一个实施方式的具有电池诊断功能的充电器200(下文中，称为充电器)连接在输入电源100与电池300之间，并且可以包括全桥电路210、变压器220、整流电路230和平滑电路240。

根据本公开的一个实施方式的充电器200可以使用恒定电流和恒定电压(CC/CV)充电方法来对电池300进行充电，并且可以通过电化学阻抗谱(EIS)来诊断电池300的健康状态。

具体地，根据本公开的一个实施方式的充电器200可以对高容量的电池300(例如，3kW铅酸电池型电池300)进行充电。电池300包括内电阻R_b和内电容C_b，并且本公开的实施方式可应用于除上述类型的电池以外的任何类型的电池。

全桥电路210可以包括多个开关S₁、S₂、S₃和S₄，并且可以连接至输入电源100以向变压器220传输从输入电源100提供的输入电压V_s。

具体地，全桥电路210可以包括彼此并联连接的第一支线210-1和第二支线210-2。第一开关S1可以设置在第一支线210-1的顶部中，并且第二开关S2可以设置在第一支线210-1的底部中。另外，第三开关S3可以设置在第二支线210-2的顶部中，并且第四开关S4可以设置在第二支线210-2的底部中。

在这一点上，所述多个开关S₁、S₂、S₃和S₄可以设置为双极结型晶体管(BJT)、结型场效应晶体管(JFET)、金属氧化物半导体FET(MOSFET)等，并且下文将描述被提供为MOSFET的多个开关S₁、S₂、S₃和S₄的示例。另外，第一体二极管D_S1至第四体二极管D_S4和第一寄生电容器C_S1至第四寄生电容器C_S4可以并联连接，以添加至所述多个开关S₁、S₂、S₃和S₄。作为一个示例，第一开关S₁的漏极端子可以连接至第一体二极管D_S1的阴极以及第一寄生电容器C_S1的一端，并且第一开关S₁的源极端子可以连接至第一体二极管D_S1的阴极以及寄生电容器C_S1的另一端。按照上述方式，第二体二极管D_S2至第四体二极管D_S4以及第二寄生电容器C_S2至第四寄生电容器C_S4可以在第二开关S₂至第四开关S₄中彼此并联连接。

变压器220可以包括一次绕组N_P和二次绕组N_S，并且可以连接在全桥电路210和整流电路230之间以根据变压器220的匝数比(n:1:1)执行电压转换。在这一点上，变压器220可以是隔离变压器，以将全桥电路210与整流电路230隔离。

具体地，一次绕组N_P可以磁耦合至二次绕组N_S，并且可以设置在将第一开关S₁与第二开关S₂之间的第一接触点①连接至第三开关S₃与第四开关S₄之间的第二接触点②的输入电压线路215处。

二次绕组N_S可以磁耦合至一次绕组N_P，并且可以设置在连接至整流电路230的输出电压线路235处。在这一点上，二次绕组N_S可以设置有用于划分变压器220的输出的分接头222，以被划分成第一二次绕组N_S1和第二二次绕组N_S2。

整流电路230可以包括第五开关S₅和第六开关S₆，并且可以对变压器220的输出进行整流以将经整流的输出传输至平滑电路240。

具体地，整流电路230的第六开关S₆可以设置在连接至变压器220的二次绕组N_S的一端的第一输出电压线路235-1处，并且整流电路230的第五开关S₅可以设置在连接至二次绕组N_S的另一端的第二输出电压线路235-2处。换句话说，第六开关S₆的一端可以连接至二次绕组N_S的所述一端，第五开关S₅的一端可以连接至二次绕组N_S的所述另一端，并且第六开关S₆和第五开关S₅的另一端可以连接至第三接触点③。

在这一点上，第五开关S₅和第六开关S₆可以设置为BJT、JFET和MOSFET等，并且下文将描述被提供为MOSFET的第五开关S₅和第六开关S₆的示例。另外，第五体二极管D_S5和第六体二极管D_S6、以及第五寄生电容器C_S5和第六寄生电容器C_S6可以并联连接，以添加至第五开关S₅和第六开关S₆。

平滑电路240可以包括输出电感器241和输出电容器242，并且使由整流电路230整流的输出电压平滑以向电池300输出经平滑的电压。

具体地，输出电感器241的一端可以连接至二次绕组N_S的分接头222，输出电感器241的另一端可以连接至输出电容器242的一端，并且输出电容器242的另一端可以连接至第三接触点③。另外，输出电容器242可以与电池300并联连接。

如上所述，根据本公开的一个实施方式的充电器200可以通过经由变压器220对从输入电源100提供的输入电源V_S进行转换来对电池300进行充电。

这里，变压器220的一次侧可以根据包括在全桥电路210中的多个开关S₁、S₂、S₃和S₄的切换操作而连接至全桥电路210，以接收来自输入电源100的输入电压V_S。在这一点上，所述多个开关S₁、S₂、S₃和S₄可以通过诸如使用脉冲宽度调制(PWM)控制方法的数字信号处理器这样的单独控制器(未示出)而切换，并且可以在零电压切换方法(ZVS)中通过经由变压器200的漏电感L_lk以及分别添加至所述多个开关S₁、S₂、S₃和S₄的第一寄生电容器C_S1至第四寄生电容器C_S4形成的谐振回路而接通。

另外，变压器220的二次侧可以连接至整流电路230和平滑电路240，以使用全波整流方法来将从变压器220的第一侧接收的电压进行整流并且对电池300进行充电。在这一点上，由于在整流电路230中设置有多个开关S₅和S₆，因此双向电力传输能够使得可以通过EIS来诊断电池300的健康状态。类似地，整流电路230的多个开关S₅和S₆可以通过诸如使用PWM控制方法的数字信号处理器这样的单独控制器(未示出)而切换。

诸如数字信号处理器这样的单独控制器可以设置在充电器200的电路内部或外部，并且可以电连接至充电器200的电路内部的各个元件，以通过在切换时使用的软件(或应用)来控制多个开关S₁、S₂、S₃、S₄、S₅和S₆的接通操作和断开操作。

换句话说，控制器可以利用输入电压V_S对电池300进行充电，控制第一开关S₁至第六开关S₆以施加用于在诊断电池300的健康状态时使用的扰动电压，并且根据扰动电压基于从电池输出的响应电流来诊断电池300的健康状态。下文将描述与此相关的详细说明。

在下文中，将参照图2至图6描述根据本公开的一个实施方式的充电器200的详细驱动方法。

图2是例示在根据本发明的一个实施方式的充电器的第一操作模式至第七操作模式下在元件中流动的电流和施加至所述元件的电压的曲线图。

图3至图9是用于描述根据本公开的一个实施方式的开关的第一操作模式至第七操作模式的示意电路图。

现在参照图2，第一开关S₁至第六开关S₆可以通过相移PWM控制方法来切换。在这一点上，第一开关S₁至第六开关S₆可以由诸如数字信号处理器这样的单独控制器(未示出)来控制。

另外，第五开关S₅可以被控制为在第一开关S₁和第四开关S₄中的至少一个被接通时接通，并且在第一开关S₁和第四开关S₄两者都被断开时断开。

此外，第六开关S₆可以被控制为在第二开关S₂和第三开关S₃中的至少一个被接通时总是接通，并且在第二开关S₂和第三开关S₃两者都被断开时断开。

参照图2和图3，在t₁至t₂期间的第一操作模式下，第一开关S₁和第四开关S₄处于接通状态下，并且第二开关S₂和第三开关S₃处于断开状态下，使得第五开关S₅可以处于接通状态下并且第六开关S₆可以处于断开状态下。

在第一操作模式下，变压器220的一次侧电流I_pri可以根据变压器220的一次侧的总电感值而增加。

另外，根据第五开关S₅的接通操作，可以在变压器220的二次侧上感应从一次绕组N_P转变至第二二次绕组N_S2的电压。

参照图2和图4，在t₂至t₃期间的第二操作模式下，第一开关S₁保持接通状态，第四开关S₄在t₂断开，并且第二开关S₂和第三开关S₃保持断开状态，使得第五开关S₅可以保持接通状态并且第六开关S₆可以保持断开状态。

在第二操作模式下，变压器220的一次侧与相应的第三开关S₃和第四开关S₄形成谐振回路，使得与第四开关S₄并联连接的第四寄生电容器C_S4可以通过漏电感L_lk进行充电，并且与第三开关S₃并联连接的第三寄生电容器C_S3可以进行放电。

参照图2和图5，在t₃至t₄期间的第三操作模式下，第一开关S₁保持接通状态，而且第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄保持断开状态，使得第五开关S₅可以保持接通状态并且第六开关S₆可以保持断开状态。

在第三操作模式下，如果与第三开关S₃并联连接的第三寄生电容器C_S3已经被完全放电，则与第三开关S₃并联连接的第三体二极管D_S3导通，并因此变压器220的一次侧电流I_pri可以经过第一开关S₁和第三体二极管D_S3循环。

在这一点上，应当使第三体二极管D_S3的导通时间最小化，以便减少额外的损耗。

参照图2和图6，在t₄至t₅期间的第四操作模式下，第一开关S₁保持接通状态，第二开关S₂和第四开关S₄还是保持断开状态，并且第三开关S₃可以在t₄接通。因此，第五开关S₅可以保持接通状态，并且第六开关S₆也可以保持接通状态。

在第四操作模式下，由于第三开关S₃的电压具有零(0)值，因此第三开关S₃可以在t₄通过ZVS而接通。因此，变压器220的一次侧电流I_pri可以经过第三开关S₃和第一开关S₁循环。

在这一点上，根据由于循环路径上的寄生电阻值而导致的电压损耗以及影响一次绕组N_P的负载电流的减小，变压器220的一次侧电流I_pri可以逐渐减小。

另外，变压器220的二次侧的输出电感L具有比变压器220的一次侧的漏电感L_lk的值大的值，使得变压器220的二次侧电流I_L可以比变压器220的一次侧电流I_pri相对更慢地改变。

因此，为了使变压器220的磁通量平衡，根据式1的电流可以在第六开关S₆中流动。

[式1]

I_L＝-(I_DSS+I_DS6)

在式1中，I_L表示在输出电感器241中流动的电流，I_DS5表示在第五开关S₅中流动的电流，并且I_DS6表示在第六开关S₆中流动的电流。

参照图2和图7，在t₅至t₆期间的第五操作模式下，第一开关S₁在t₅断开，并且第二开关S₂和第四开关S₄保持断开状态，并且第三开关S₃保持接通状态，使得第五开关S₅可以断开并且第六开关S₆可以保持接通状态。

在第五操作模式下，变压器220的一次侧与相应的第一开关S₁和第二开关S₂形成谐振回路，使得与第一开关S₁并联连接的第一寄生电容器C_S1可以通过漏电感L_lk进行充电，并且与第二开关S₂并联连接的第二寄生电容器C_S2可以进行放电。

在这一点上，变压器220的一次侧电流I_pri可以根据式2而减小。

[式2]

在式2中，ΔI/Δt表示变压器220的一次侧电流I_pri根据时间的变化量，并且V_S、V_c2和L_lK分别表示输入电压、第二寄生电容器C_S2的电压、以及漏电感。

另外，在变压器220的二次侧中，与第五开关S₅并联连接的第五体二极管D_S5根据第五开关S₅的断开操作而导通，使得在第五开关S₅中流动的电流I_DS5可以减小并且在第六开关S₆中流动的电流I_DS6可以根据式1增大。

此后，参照图2和图8，在t₆至t₇期间的第六操作模式下，第一开关S₁至第六开关S₆可以保持与在第五操作模式下的状态相同的状态。

在第六操作模式下，如果与第二开关S₂并联连接的第二寄生电容器C_S2已经被完全放电，则与第二开关S₂并联连接的第二体二极管D_S2导通，并因此变压器220的一次侧电流I_pri可以经过第三开关S₃和第二体二极管D_S2循环。

在这一点上，也可以使第二体二极管D_S2的导通时间最小化，以便减少额外的损耗。

参照图2和图9，在t₇至t₈期间的第七操作模式下，第一开关S₁和第四开关S₄保持断开状态，第三开关S₃保持接通状态，并且第二开关S₂可以在t₇接通。

在第七操作模式下，由于第二开关S₂的电压具有零(0)值，因此第二开关S₂可以在t₇通过ZVS而接通。因此，可以改变变压器220的一次侧电流I_pri的流动方向。

另外，在变压器220的二次侧中，在第五开关S₅中流动的电流I_DS5具有零(0)值，使得第五体二极管D_S5可以不导通。

利用这种操作，根据本公开的一个实施方式的充电器200可以通过CC/CV充电方法对电池300进行充电，并且可以优选地使用输入电源100以及具有表1的规格的充电器200对电池300进行充电，但是本公开不限于此。

[表1]

另外，图10是根据本公开的一个实施方式的充电器的CC/CV的控制框图。

参照图10，根据本公开的一个实施方式的充电器200可以通过双回路控制按照CC/CV充电方法对电池300进行充电。

CC/CV充电方法是这样的方法：利用恒定电流对电池300进行充电，然后当电池300的电压到达预定值时，利用恒定电压对电池300进行充电，因此当充电电流逐渐减小至微电流时被完全充电。

因此，CC/CV充电的双回路可以包括用于控制CV模式的电压回路10和用于控制CC模式的电流回路20。

另外，将经由输出电感器241输出至电池300的电流的传递函数表达为式3。

[式3]

$G_{id}=\frac{{\mathrm{nV}}_s}{\frac{Z_b{\mathrm{LCs}}^2+Ls+Z_b}{1+{\mathrm{sZ}}_{b}C}+R_d}$

在式3中，G_id表示控制输出电流传递函数，n表示变压器220的匝数比，V_S表示输入电压，L表示输出电感器241的电感，C表示输出电容器242的电容，并且s表示拉普拉斯变量。另外，R_d是满足R_d＝4n²L_lkf_s的值，并且Z_b是满足Z_b＝R_b+1/(sC_b)的值，其中，n表示变压器220的匝数比，L_lk表示漏电感，f_s表示切换频率，R_b表示电池300的电阻，并且C_b表示电池300的电容。

另外，将电池300的输出电压的传递函数表达为式4。

[式4]

$G_{vd}=\frac{{\mathrm{nV}}_s}{s^{2}LC+s(\frac{L}{Z_b}+R_{d}C)+\frac{R_d}{Z_b}+1}$

在式4中，G_vd表示控制输出电压传递函数，n表示变压器220的匝数比，V_S表示输入电压，L表示输出电感器241的电感，C表示输出电容器242的电容，并且s表示拉普拉斯变量。另外，R_d是满足R_d＝4n²L_lkf_s的值，并且Z_b是满足Z_b＝R_b+1/(sC_b)的值，其中，n表示变压器220的匝数比，L_lk表示漏电感，f_s表示切换频率，R_b表示电池300的电阻，并且C_b表示电池300的电容。

从式3的角度来看，电流回路的带宽可以被选择为例如3kHz(即，表1的切换频率的1/20)，并且电压回路的带宽可以被选择为例如300Hz(即，电流回路20的带宽的1/10)。

因此，由于表1的限制，使用式3计算的电流回路20的传递函数可以被设置为式5，并且使用式4计算的电压回路10的传递函数可以被设置为式6。

然而，应注意的是，式5和式6只是出于例示的目的而提供，并且不限于此。

[式5]

$G_{ic}\left(z\right)=\frac{0.23528z-0.0221}{z-1}$

[式6]

$G_{vc\_CCCV}\left(z\right)=\frac{5.44z-5.22360}{z-1}$

在式5和式6中，G_ic(z)表示针对电流回路20的CC/CV充电的电流PI控制器的离散传递函数，并且G_{vc_CCCV}(z)表示针对电压回路10的CC/CV充电的电压PI控制器的离散传递函数。

在根据本公开的一个实施方式的充电器200中，包括数字信号处理器的单独控制器(未示出)可以根据这种双回路控制来控制充电器200，以按照CC/CV充电方法对电池300进行充电。

另外，当输入电源100、充电器200和电池300具有表1中的规格时，如果按照CC/CV充电方法完成对电池300的充电，则可以产生空闲时间。在这一点上，为了执行EIS，包括数字信号处理器的单独控制器(未示出)可以如式7那样通过将正弦波形式的电压加到充电器200的开路电压V_oc来生成扰动电压，因此将所生成的扰动电压施加至电池300。

[式7]

V＝V_oc+ΔV＝V_oc+V_msinωt

在式7中，V表示扰动电压，V_oc表示充电器200的开路电压，ΔV表示输出电压纹波，并且V_m表示扰动电压的峰值。

如上所述，在包括数字信号处理器的单独控制器的控制下，充电器200可以向电池300施加扰动电压，以如式8那样导致电池300的响应电流输出。

[式8]

在式8中，ΔI表示响应电流，表示响应电流与扰动电压之间的相位角，并且I_m表示响应电流的峰值。

在这一点上，根据扰动电压和响应电流，电池300的阻抗可以计算为式9。

[式9]

在式9中，Z(ω)表示电池300的阻抗，并且V_m表示扰动电压的峰值。另外，I_m表示响应电流的峰值，并且表示响应电流与扰动电压之间的相位角。

根据式9，能够看出电池300的阻抗是取决于频率的参数。换句话说，电池300的阻抗可以由实部和虚部指定或者由系数和相位指定。

因此，为了在测量电池300的阻抗的同时防止扰动电压的失真，优选的是可以根据本发明的实施方式来测量电池300在0.1Hz至1kHz的范围内的阻抗，但是不限于此。

然后，充电器200可以使用电池300的阻抗来生成电池300的等效电路，以根据式10诊断电池300的健康状态。

[式10]

$\underset{arbitrary}{SOH}=\left|\frac{R_s^{selected}-R_s^{aged}}{R_s^{fresh}-R_s^{aged}}\right|$

在式10中，表示任意电池300的健康状态(SOH)，表示正在测试的电池的欧姆电阻，表示老化的电池的欧姆电阻，并且表示新的电池的欧姆电阻。

换句话说，充电器200可以根据电池300的响应电流来计算阻抗谱，并且根据所计算出的阻抗谱来选择电池300的等效电路模型。这里，等效电路模型可以通过已知的兰德尔斯(Randles)等效电路来建模。

图11是例示根据本公开的一个实施方式的电池的等效电路的示意电路图。

参照图11，电池300的等效电路可以由两个电阻器R_s和R_ct以及一个电容器C_dl组成。

此后，充电器200可以使用已知的非线性复杂最小二乘拟合方法来根据电池300的等效电路计算阻抗参数，并且将所计算出的电池300的阻抗参数应用到式10，因此诊断电池300的健康状态。

虽然已经参照实施方式的多个示例性实施方式对所述实施方式进行了描述，但是应理解的是，本领域技术人员能够设计出落入本公开的范围和原理内的各种其它修改和实施方式。因此，本文中公开的实施方式不应该被认为具有限制本公开的技术概念的意义，而应用于说明本公开，并且所述技术概念的范围不限于这些实施方式。本公开的范围应当由所附的权利要求以及这些权利要求所享有的等同物的全部范围来解释。

相关申请的交叉引用

本申请要求于2015年5月29日提交的韩国专利申请No.10-2015-0076673和2015年9月1日提交的韩国专利申请No.10-2015-0123687的优先权，这些韩国专利申请的公开内容通过引用的方式全部被并入本文中。