起动同步电动机的控制方法与流程

本发明涉及一种在用于起动连接到变速驱动器的电动机的所述变速驱动器中实现的控制方法。该控制方法可应用于起动同步电动机并且使该电动机的转子与基准位置对齐。

背景技术：

存在很多不同的在变速驱动器中实现的用于确定永磁同步电动机的转子的初始位置的方法。

在公知方式中，变速驱动器包括：整流器模块，该整流器模块由外部交流电源网络提供直流电压；以及逆变器(或者斩波器)模块。该逆变器模块包括功率半导体电子部件，该功率半导体电子部件利用脉宽调制(PWM)对直流电压斩波，以通过电力电缆将脉冲可变电压和可变旋转频率作为输出送到电动机。变速驱动器的控制设备以抽样频率对半导体部件的导通和阻断进行监视，以利用适当可变电压，采用PWM控制电动机。

以闭环运行、用于控制永磁同步电动机的变速驱动器通常对转子采用绝对位置传感器。然而，这种类型的传感器具有特别高的成本和可靠性问题(要求附加电缆、对电磁噪声敏感等等)。因此，文献JP1060287中的公知做法是利用增量编码器得知转子的相对位置。然而，采用增量编码器要求知道转子的初始位置。

文献US 7202618建议了一种在变速驱动器中实现的用于确定三相电动机中的转子的初始位置的解决方案。该解决方案包括：对于确定周期通过电动机的每相发送电压脉冲，并且确定流过电动机的相线的电流的峰值。接着，通过将对每相获得的电流进行比较并且基于电流之间的关系，可以获得转子的初始位置，而无需计算。在一种变型中，存储表允许确定转子的初始位置，而无需计算。在该文献中，尽管无需计算，的确获得了转子的初始位置，但是建议的各种解决方案复杂，并且在电动机每次起动时花费长时间实施。此外，这些方法基于电动机的边际效应(磁饱和、凸极性(saliency)等等)。然而，存在没有磁饱和的电动机和磁饱和没有预期效应的电动机。因此，这些现有技术的方法可能被证明不充足。

专利申请EP1213828A1中描述了另一种用于确定转子在同步电动机中的初始位置的方法。该文献中描述的算法包括：产生速度控制、根据速度控制和测量速度确定要施加的转矩控制，然后，基于计算的转矩控制，确定初始角度。因此，应当明白，由速度控制与测量速度之间的差求得初始角度。

本发明的目的是建议一种控制同步电动机的方法，该方法根据对准的时长和起动时施加的转矩可以简单、可靠并且不受限制地使转子对准。该方法基于电动机的基本模型，并且不采用边界效应或者非线性效应。这样，这种方法稳健而且可应用于所有类型的同步电动机(内部永磁体－IPM、表面永磁体－SPM或者可变磁阻－SynRM)。

技术实现要素：

该目的通过一种在用于起动同步电动机的变速驱动器中执行的控制方法实现，同步电动机装备有转子并且通过输出相连接到所述变速驱动器，所述方法包括如下步骤：

·施加根据预定速度轮廓的基准速度作为输入，所述速度轮廓至少是连续的并且包括：零初始值；至少一个非零值，该非零值用于使所述电动机的所述转子旋转；以及零最终值；

·基于作为输入施加的基准速度，确定基准位置；

·基于作为输入施加的基准速度，在以电动机的速度旋转的基准框架中，确定电压；

·一方面根据确定的基准位置，另一方面根据在旋转的基准框架中确定的所述电压，确定要对每个输出相施加的控制电压；

·对每个输出相施加控制电压，以获得所述电动机的转子的位置与基准位置的对齐。

根据第一实施例，用电流的控制执行在旋转的基准框架中确定电压的步骤，并且该步骤包括：

·测量流过输出相的电流；

·将在三个输出相测量的这些电流转换为测量通量电流和测量转矩电流；

·基于作为输入注入的基准速度，确定基准通量电流和基准转矩电流；

·利用接收作为输入的测量通量电流、测量转矩电流、基准通量电流和基准转矩电流的比例积分控制器，在旋转的基准框架中确定电压。

根据第二实施例，通过应用U/F型控制律，不控制电流而执行在旋转的基准框架中确定电压的步骤。

本发明还涉及一种布置于用于起动同步电动机的变速驱动器中的控制系统，该同步电动机装备有转子并且通过输出相连接到所述变速驱动器，所述系统包括：

·施加根据预定速度轮廓的基准速度作为输入的模块，所述速度轮廓至少是连续的并且包括：零初始值；至少一个非零值，该非零值用于使所述电动机的转子旋转；以及零最终值；

·基于作为输入施加的基准速度，确定基准位置的模块；

·基于作为输入施加的基准速度，在以电动机的速度旋转的基准框架中，确定电压的模块；

·一方面根据确定的基准位置，另一方面根据在旋转的基准框架中确定的电压，确定要对每个输出相施加的控制电压的模块；

·对每个输出相施加控制电压，以获得所述电动机的转子的位置与基准位置的对齐的模块。

根据第一变型实施例，利用电流的控制执行在旋转的基准框架中确定电压的所述模块包括：

·测量流过输出相的电流的模块；

·将在三个输出相测量的电流转换为测量通量电流和测量转矩电流的模块；

·基于作为输入注入的基准速度，确定基准通量电流和基准转矩电流的模块；

·利用接收作为输入的测量通量电流、测量转矩电流、基准通量电流和基准转矩电流的比例积分控制器，在旋转的基准框架中确定电压的模块。

根据第二实施例，通过应用U/F型控制律，不控制电流而执行在旋转的基准框架中确定电压的模块。

由该发明内容可以看出，该解决方案不包括确定转子的初始角度，在现有技术的解决方案中，通常包括确定转子的初始角度。在本发明中，具体地说，问题是确定对使转子与基准位置对齐的控制，通常利用作为输入施加的基准速度轨迹选择并且限定该基准位置。

附图说明

根据下面结合附图给出的详细描述，其他特征和优点显而易见，附图中：

图1示出连接到同步电动机的变速驱动器的图；

图2是本发明的控制方法的概览的图解表示；

图3图示在旋转的基准框架中的同步电动机的矢量表示；

图4A至4D示出第一运行状况下的模拟结果；

图5A至5D示出第二运行状况下的模拟结果；

图6A至6D示出第三运行状况下的模拟结果。

具体实施方式

在用于起动同步电动机的变速驱动器中实现本发明的控制方法。该控制方法可应用于例如可变磁阻型的、非凸极永磁体型的或者凸极永磁体型的、等等类型的任意同步电动机。

参考图1，变速驱动器利用三个输入相R、S、T连接到配电网N的上游。在公知方式中，变速驱动器包括由例如二极管桥式的整流器REC构成的输入级，布置该整流器REC，以对网络N提供的交流电压整流。变速驱动器还包括连接到整流器并且包括两个电源线的直流电源总线，这两个电源线通过一个或者多个总线电容器互相连接。变速驱动器还包括输出级，该输出级由接收直流电源总线提供的直流电压的逆变器INV构成，并且控制该输出级，以通过三个输出相a、b、c将可变电压作为输出送到同步电动机M。

在公知的方式中，变速驱动器的控制单元UC执行主控制律L，该主控制律L控制逆变器并且确定使电动机M(图2中的方框B1)运转要求的输出电压。传统上，该主控制律L包括作为输入的基准速度ωref，基于该基准速度ωref确定基准转矩电流(未示出)。作为输入，还可以接收基准通量电流Idref。基于该基准转矩电流和基准通量电流以及通量电流Id和转矩电流Iq的测量值或者估计值，确定基准电压Vdref、Vqref，基于该基准电压Vdref、Vqref，确定要对每个输出相(方框B2)施加的单相电压Va、Vb、Vc。

在起动同步电动机M时，转子的位置不为变速驱动器的控制单元UC所知，这样防止了执行主控制律L。在起动同步电动机M时，根据本发明，执行特定序列，以使转子与已知位置对齐。本发明的控制方法可以产生用于起动电动机的旋转的序列(图2中的ST)。因此，为了起动同步电动机，本发明的控制方法替换了主控制律L。

参考图2，在控制单元UC中实现的用于起动同步电动机的本发明的控制方法包括：施加作为输入的、服从由特定模块(方框B3)产生的预定轮廓的基准速度ωs。在本发明的语境中，预定轮廓符合特定限制，即，如下限制：

·该轮廓的曲线符合至少等于C0的类(class)的连续函数；

·初始基准速度ωs是零；

·基准速度ωs取至少非零的值，以使转子旋转；

·最终基准速度ωs是零。

有利的是，预定轮廓包括零初始值，按照升高的斜率达到最大值，然后，按照下降的斜率达到零最终值。根据对电动机施加的转数和要求的对准时长，确定最大速度值。因此，对应于对电动机施加的最大速度值的最高频率符合下面的关系：

其中：

－RndNLD是转数；

－(T_pw+T_mw)是总对齐时长；

－F_DcMax是以Hz为单位的最大旋转频率；

－最大速度ω_sMax与最小频率F_DcMax之间的关系是：ω_sMax＝2πF_DcMax。

参考图2，基于服从上面描述的预定轮廓的基准速度，本发明的控制方法确定：

·基准位置θs(方框B4)，转子的实际位置必须接近该基准位置θs。基准位置θs是基准速度ωs的积分。基准频率f_s的表达式是：

·其中基准频率fs通过ω_s＝2πf_s与基准速度关联；

·FDcMax是基准频率的最大值；

·T_pw是频率从零升高到FDcMax花费的时间；

·T_mw是频率从FDcMax降低到零花费的时间；

·t是从起动对齐序列开始的时长。

·通过如下积分基准频率获得基准位置：

·

·在控制电流的情况下或者在不控制电流的情况下确定要对电动机施加的电压Vdq(方框B5)。

参考图2，在控制电流的情况下确定转矩电压或者通量电压包括：

·测量流过输出相的电流ia、ib、ic；

·利用派克(Park)转换，将在三个输出相中测量的这些电流转换(方框B6)为通量电流和转矩电流；

·根据作为输入注入的并且符合上述预定轮廓的基准速度，确定(方框B5)基准通量电流idref和基准转矩电流iqref；

·利用接收作为输入的测量通量电流id、测量转矩电流iq、基准通量电流idref和基准转矩电流iqref的比例积分控制器，在旋转的基准框架d、q中确定(方框B5)电压Vdq。

通过如下关系表示基准转矩电流和通量电流：

其中：

·i_dMax是轴d上的电流的最大值；

·i_qMax是轴q上的电流的最大值；

·t_i是开始时的电流的斜坡时间；

·T_DcCurr是对齐序列结束时保持该电流的时间。对齐序列结束时的该直流电流的用途是确保电动机停止于要求位置。

作为一种变型实施例，在不控制电流的情况下(即，在开环中，不测量电流的情况下)，确定电压Vdp包括：

·确定(方框B5)与基准速度成比例的电压(U/F型控制律)。

基于电压Vdq和确定的基准位置，该控制方法能够确定(方框B7)要对三个输出相施加的电压，其目的是使转子与已知位置对齐。以如下方式表示输出电压：

图4A至4D、5A至5D和6A至6D示出各种运转情况下的模拟结果。

在图4A至4D所示的第一运转情况下，产生的电压Vdq是常数(图4A)，并且基准速度符合预定类C0轮廓(图4B)。图4C示出在起动过程结束时转子的实际位置到达基准位置。图4D示出转矩C保持常数并且所采用的起动过程在电动机中不产生巅震。

在图5A至5D所示的第二运转情况下，产生的电压Vdq是常数(图5A)，并且基准速度符合预定类C1轮廓(图5B)。图5C示出在起动过程结束时转子的实际位置到达基准位置。图5D示出转矩C保持常数并且在此采用的起动过程在电动机中不产生巅震。

在图6A至6D所示的第三运转情况下，产生的电压Vdq符合不是常数但是连续的轨迹(图6A)，并且基准速度符合预定类C1轮廓(图6B)。图6C示出在起动过程结束时转子的实际位置到达基准位置。图6D示出转矩C保持常数并且在此采用的起动过程在电动机中不产生巅震。

在图2中，能够注意到，转子与之对齐的确定的基准位置θs使得可以直接求得转子的实际位置θ(方框B8)，在正常运转时，控制电动机中可以使用该实际位置θ。

下面的演示使得可以示出：

－根据对电动机施加的负载和对其施加的电压，系统中存在平衡点；

－这些平衡点稳定或者不稳定。

－我们感兴趣的平衡点(最小角误差)是稳定的并且可获得。

如下给出同步电动机在旋转的基准框架(图3)中的等式：

其中：

·是电通量；

·是电动机中的电流；

·是永磁体的通量；

·是电动机在旋转的基准框架中的电压；

·R、Ld、Lq和是电动机的电参数；

·J_M和n_p是电动机的机械参数；

·f是摩擦系数；

·T_L是负载转矩；

·

λ＝(L_q+L_d)/2，μ＝(L_q-L_d)/2

·

·θ_s是控制角，即，基准位置；

·θ是转子的实际位置；

·Δθ＝θ-θ_s；

·

·

·

通过输入电压和u_dq以及基准速度ω_s，执行电动机的控制。由于电子部分是最快的并且不丧失通用性，所以可以认为电动机的电流迅速会聚到基准电流：

其中是基准电流。

作为例子，下面利用如下特性：L_d＝L_q＝L和μ＝0，详细证明表面同步电动机的稳定性。

因此，为了证明角度的会聚，必需研究电动机的机械等式，在这种情况下，如下给出机械等式：

其中

平衡点：

在这种情况下，如下定义平衡点：

其中Δθ^eq和ω^eq是系统的平衡点。

如下以极坐标方式表示电流的基准：

因此，如下定义平衡：

最终我们获得：

存在两个可能平衡点：

Δθ^eq＝α-α₀或者Δθ^eq＝α+α₀-π

其中可以注意到

平衡点周围的稳定性

将系统表示为如下：

该系统在平衡(Δθ^eq，ω^eq)周围的线性化给出：

其中δω＝ω-ω^eq和δΔθ＝Δθ-Δθ^eq。

如下给出稳定矩阵的本征值：

如果三个系数1、和是正的，则系统稳定。

通过定义平衡位置，尽管平衡Δθ^eq＝α+α₀-π不稳定，但是平衡Δθ^eq＝α-α₀稳定。

因此，唯一稳定平衡位置是Δθ^eq＝α-α₀。因此，解答是：

θ＝θ_s+α-α₀

因此，通过利用角度的该表达式，获得转子的位置。