电压自适应开关电源的制作方法

本实用新型涉及开关电源技术，尤其涉及一种电压自适应开关电源。

背景技术：

APFC(有源功率因数校正)电路较复杂，控制方式多样。按电路拓扑结构可分为两级模式和单级模式，按输入电流的工作模式可分为CCM模式和DCM模式，按电流控制方式又分平均电流型、滞后电流型、峰值电流型等。

有源功率因数校正目的在于减小输入电流谐波。现有有源功率因数校正方式应用电压、电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入电流接近正弦，以提高功率因数。

开关电源采用有源功率因数校正芯片来提升功率因数，但是现有的开关电源中，在提升功率因数的同时，交流输入范围变窄，输出驱动能力较低。而且现有的开关电源仅能实现及监控一路直流输出，适用范围较狭隘。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是提供一种电压自适应开关电源，功率因数高，交流输入电压范围宽，可自适应调整输出。

为解决上述问题，本实用新型提出一种电压自适应开关电源，包括：用以对交流输入进行整流并输出整流信号的初级整流电路；连接所述初级整流电路的有源功率因数校准电路；及连接所述有源功率因数校准电路的输出端并进行直流转换输出的DC-DC电路；

其中，所述有源功率因数校准电路至少包括APFC芯片及输入电压自适应调整电路；所述输入电压自适应调整电路包括：

第一分压电路，连接在所述初级整流电路的输出端和地端之间，对整流信号进行分压并在分压输出端输出分压信号；

第一开关管，其漏极通过电阻耦接所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端，其源极接地，其栅极连接所述第一分压电路的分压输出端；

在交流输入高时，整流信号高，则分压信号控制所述第一开关管导通，使得所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端的输入电压因被分流而降低，从而所述APFC芯片的驱动输出端输出的PWM信号脉宽更窄；在交流输入低时，整流信号低，则分压信号控制所述第一开关管截止，使得所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端的输入电压不受分流影响，从而所述APFC芯片的驱动输出端输出的PWM信号脉宽更宽。

根据本实用新型的一个实施例，所述有源功率因数校准电路还包括：驱动开关管，驱动开关管在PWM信号的控制下实现导通、关断，其栅极通过电阻连接至所述APFC芯片的驱动输出端，其漏极连接第一变压器的原边绕组的第二端并输出输出电压，其源极通过耦接到地端。

根据本实用新型的一个实施例，所述有源功率因数校准电路还包括：

输入分压电路，连接在所述初级整流电路的输出端和地端之间，对整流信号进行分压，分压输出端连接所述APFC芯片的乘法器输入端；

第一变压器，其原边绕组的第一端连接所述初级整流电路的输出端；其副边绕组的第一端一方面通过电阻连接到所述APFC芯片的电感去磁侦测输入端，用以实现电流过零检测，另一方面通过滤波稳压电路耦接到所述APFC芯片的电源端，用以实现芯片正常工作时的供电；其副边绕组的第二端接地，其原边绕组的第二端与副边绕组的第一端为同名端；

采样电阻，连接在驱动开关管的源极与地端之间，采样电阻与所述APFC芯片的PWM比较器的反相输入端之间耦接，从而将驱动开关管流经电流输入至所述APFC芯片的PWM比较器的反相输入端；

输出分压电路，连接在所述驱动开关管的漏极和地端之间，对输出电压进行分压，分压输出端连接所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端，并在所述第一开关管的导通、关断影响下调整所述APFC芯片的驱动输出端输出的PWM信号脉宽；以及

第一补偿电路，连接在所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端和误差放大器的输出端之间。

根据本实用新型的一个实施例，所述APFC芯片的型号为L6562，所述APFC芯片的1脚为所述误差放大器的反相输入端，所述APFC芯片的2脚为所述误差放大器的输出端，所述APFC芯片的3脚为所述乘法器输入端，所述APFC芯片的4脚为所述PWM比较器的反相输入端，所述APFC芯片的5脚为所述电感去磁侦测输入端，所述APFC芯片的6脚为接地端，所述APFC芯片的7脚为所述驱动输出端，所述APFC芯片的8脚为所述电源端。

根据本实用新型的一个实施例，所述第一补偿电路包括：

第一电阻，其第一端连接所述APFC芯片的误差放大器的输出端；

第一电容，其第一端连接所述第一电阻的第一端，其第二端连接所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端；

第二电容，其第一端连接所述第一电阻的第二端，其第二端连接所述APFC芯片的误差放大器的反相输入端。

根据本实用新型的一个实施例，所述驱动开关管的漏极与所述有源功率因数校准电路的直流电压输出端之间正接一二极管；所述驱动开关管的漏极与所述初级整流电路的输出端之间反接一二极管。

根据本实用新型的一个实施例，在所述第一开关管的栅极和地端之间还连接有滤波整形电路，所述滤波整形电路包括：

滤波电容，连接在所述第一分压电路的分压输出端和地端之间；

第二电阻，连接在所述第一开关管的栅极和地端之间；

第一二极管，其负极连接所述第一分压电路的分压输出端，其正极连接所述第一开关管的栅极。

根据本实用新型的一个实施例，所述DC-DC电路包括：

型号为UC3843的固定频率电流模式控制器芯片；

启动电路，连接所述有源功率因数校准电路的直流电压输出端和所述固定频率电流模式控制器芯片，用以控制所述固定频率电流模式控制器芯片的启动；

脉冲驱动开关管，其栅极耦接所述固定频率电流模式控制器芯片的6脚，其源极耦接到地端，其漏极输出脉冲电压，在激励脉冲的控制下导通、关断；

第二变压器，其原边绕组的第一端连接所述有源功率因数校准电路的输出电压输出端，其原边绕组的第二端连接所述脉冲驱动开关管的漏极，其副边侧感应耦合所述脉冲电压，其第一副边侧连接第一电压输出电路，其第二副边侧连接第二电压输出电路，其第三副边侧将脉冲电压整流滤波后回授给固定频率电流模式控制器芯片的7脚，以提供固定频率电流模式控制器芯片正常工作时的工作电源。

根据本实用新型的一个实施例，所述启动电路包括：晶闸管，三极管及第一电阻电路；

所述第一电阻电路的一端所述有源功率因数校准电路的直流电压输出端，另一端一方面连接所述晶闸管的控制极，另一方面连接所述三极管的集电极；

所述晶闸管的输入端耦接所述有源功率因数校准电路的直流电压输出端，输出端耦接所述固定频率电流模式控制器芯片的7脚；

所述三极管的基极耦接所述固定频率电流模式控制器芯片的8脚，发射极接地端；

其中，有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压加载到第一电阻电路上，晶闸管的控制极获得电压而导通；有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压，经导通的晶闸管加至固定频率电流模式控制器芯片的7脚为其提供启动电压；固定频率电流模式控制器芯片起振后，固定频率电流模式控制器芯片的8脚提供的电压使三极管饱和导通，使晶闸管控制极失去电压而截止，固定频率电流模式控制器芯片进入启动后的正常工作状态。

根据本实用新型的一个实施例，所述DC-DC电路还包括保护电路，用以，采样有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压和脉冲驱动开关管的工作电流，并将采样信号输入到固定频率电流模式控制器芯片的3脚，在直流电压过高或脉冲驱动开关管的工作电流过大时，导致固定频率电流模式控制器芯片的3脚电位高于设定电压时振荡器停振，保护脉冲驱动开关管不至于过流而损坏。

根据本实用新型的一个实施例，所述DC-DC电路还包括闭环反馈调整稳压电路，用以对第一电压输出电路或第一电压输出电路的输出电压采样，并与基准电压比较，误差量经光电耦合器送至固定频率电流模式控制器芯片的2脚，输出电压偏高，则反馈到2脚的电压升高，激励脉冲的占空比减小，使输出电压下降以稳压。

根据本实用新型的一个实施例，所述第二电压输出电路包括：整流电路和π型滤波电路；

所述整流电路连接在所述第二变压器的第二副边侧的一端和π型滤波电路之间，用以进行整流；

所述π型滤波电路的第一端连接所述整流电路，第二端连接所述第二变压器的第二副边侧的另一端，用以进行滤波后输出。

根据本实用新型的一个实施例，所述闭环反馈调整稳压电路包括：

稳压器，提供基准电压，且基准电压输出端连接光电耦合器的二极管的负极；

分压电路，连接在所述整流电路输出端和所述稳压器的基准电压输出端之间，且分压输出端连接所述光电耦合器的二极管的正极；

所述光电耦合器，其三极管的集电极连接所述固定频率电流模式控制器芯片的8脚，其三极管的发射极耦接所述固定频率电流模式控制器芯片的2脚；

其中，在光电耦合器的二极管的正极与负极之间的误差量大于一定值时，光电耦合器的二极管导通，光电耦合器的三极管相应导通，从而固定频率电流模式控制器芯片的2脚的电压升高，从而固定频率电流模式控制器芯片的激励脉冲的占空比减小，使输出电压下降。

根据本实用新型的一个实施例，所述DC-DC电路还包括用以确定芯片振荡频率的振荡电路，包括：

第三电阻，连接在所述固定频率电流模式控制器芯片的4脚和8脚之间；

第三电容，连接在所述固定频率电流模式控制器芯片的4脚和地端之间。

根据本实用新型的一个实施例，所述DC-DC电路还包括用于改善增益和频率特性的补偿电路，包括：

第四电阻和第五电容，并联在所述固定频率电流模式控制器芯片的1脚和2脚之间。

采用上述技术方案后，本实用新型相比现有技术至少具有以下有益效果：

采用APFC芯片，提升功率因数，并通过设置输入电压自适应调整电路，根据输入的交流电调整反馈回路输入到APFC芯片的电流，从而调整APFC芯片输出的驱动脉冲的脉宽，实现输出根据不同输入的自适应调整，使得交流输入电压范围更宽；

固定频率电流模式控制器芯片UC3843输出信号脉宽由闭环反馈调整稳压电路控制自动调整，经高频整流滤波，最后输出符合设计要求的直流电压。

附图说明

图1是本实用新型实施例的电压自适应开关电源的初级整流电路的结构示意图；

图2是本实用新型实施例的电压自适应开关电源的源功率因数校准电路的结构示意图；

图3是本实用新型实施例的电压自适应开关电源的DC-DC电路的结构示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本实用新型的具体实施方式做详细的说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本实用新型。但是本实用新型能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本实用新型内涵的情况下做类似推广，因此本实用新型不受下面公开的具体实施的限制。

参看图1-3，电压自适应开关电源，包括：用以对交流输入进行整流并输出整流信号的初级整流电路；连接初级整流电路的有源功率因数校准电路；及连接有源功率因数校准电路的输出端并进行直流转换输出的DC-DC电路。

参看图1，在一个实施例中，初级整流电路可以但不限于包括，电容C201、电阻R208、互耦电感CL200、电容C202、互耦电感CL201、电容C200、电容C203，如图1连接构成两级共轭抗干扰电路。交流输入电VINPUT经过两级共轭抗干扰电路进行抗干扰处理后，再经整流桥KBP407整流后变换为脉动直流，整流信号VBUS作为Boost电路的输入电压。电容C206连接在整流桥KBP407输出端和地端之间，用以滤除电感电流中的高频信号，降低Boost电路的输入信号的电流的谐波含量。

参看图2，有源功率因数校准电路至少包括APFC芯片U200及输入电压自适应调整电路。APFC芯片U200优选为型号为L6562，但不限于此，其他与APFC芯片U200内部电路相同的电路结构都可以用来替换该APFC芯片U200，当然也可以做一定的改动，本实施例的APFC芯片U200采用L6562芯片，可以集成该APFC芯片U200的优点，并简化电路结构，具体APFC芯片U200内部电路结构可以参看其数据手册，具体不做阐述。

其中，输入电压自适应调整电路包括：第一分压电路和第一开关管Q200。

第一分压电路连接在初级整流电路的输出端和地端之间，对初级整流电路输出的整流信号进行分压，在分压输出端输出分压信号。第一分压电路包括但不限于串联的电阻R202、电阻R203、电阻R204、电阻R212，其中，电阻R204和电阻R212的串接点作为该第一分压电路的分压输出端，耦接到第一开关管Q200的栅极。

第一开关管Q200(MOS管)的漏极通过电阻R218和R232耦接APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端INV，第一开关管Q200源极接地，第一开关管Q200的栅极连接第一分压电路的分压输出端。

在交流输入高时，整流信号高，则分压信号控制第一开关管Q200导通，使得APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端的输入电压因被分流而降低，从而APFC芯片U200的驱动输出端输出的PWM信号脉宽更窄；在交流输入低时，整流信号低，则分压信号控制第一开关管Q200截止，使得APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端的输入电压不受分流影响，从而APFC芯片U200的驱动输出端输出的PWM信号脉宽更宽。

当初级整流电路的输入交流电较大，例如为220V时，第一分压电路驱动第一开关管Q200导通，从而APFC芯片U200内部的误差放大器反相输入端收到的电流减小时，通过乘法器、比较器处理后，比较器输出控制触发器输出的信号脉宽变小，从而驱动输出端PWM信号脉宽较窄，反之，当初级整流电路的输入交流电较小，例如为110V时，则更宽。通过上述电路可以基于电网电压不同的自动调整作用，使电路在较大输入变化范围内都能在输出端上建立稳定的直流电压，此直流电压再经DC-DC电路后输出所需的电压。

较佳的，在第一开关管Q200的栅极和地端之间还连接有滤波整形电路，滤波整形电路包括：电容C205、C208，连接在第一分压电路的分压输出端和地端之间；第二电阻R208，连接在第一开关管Q200的栅极和地端之间；第一二极管D207，第一二极管D207的负极连接第一分压电路的分压输出端，第一二极管D207的正极连接第一开关管Q200的栅极。

有源功率因数校准电路还包括：驱动开关管Q203。驱动开关管Q203在PWM信号的控制下实现导通、关断，驱动开关管Q203的输出作为有源功率因数校准电路的输出。驱动开关管Q203的栅极通过电阻R215连接至APFC芯片U200的驱动输出端，驱动开关管Q203的漏极连接第一变压器CL202的原边绕组的第二端并输出输出电压，驱动开关管Q203的源极通过电阻R220耦接到地端。

在一个实施例中，有源功率因数校准电路还包括：输入分压电路，第一变压器CL202，采样电阻R220，输出分压电路和第一补偿电路。当然这些电路可以根据需要进行取舍，在一个实施例中可以不同时具有全部的这些电路结构。

输入分压电路连接在初级整流电路的输出端和地端之间，对整流信号进行分压，分压输出端连接APFC芯片U200的乘法器输入端MULT。APFC芯片U200内部的乘法器对该分压信号进行相应的处理。在图2中，输入分压电路包括串联的电阻R200、电阻R210、电阻R209、电阻R210，其中电阻R209和电阻R210的串接点为分压输出端，连接到APFC芯片U200的乘法器输入端MULT。可选的，在电阻R210两端还可串接一电容C204，用来进行滤波。

第一变压器CL202(异名耦合的两个电感)的原边绕组的第一端连接初级整流电路的输出端；第一变压器CL202的副边绕组的第一端一方面通过电阻R213连接到APFC芯片U200的电感去磁侦测输入端ZCD，用以实现电流过零检测，不正常时断开，对电流起保护作用。第一变压器CL202的副边绕组的第一端另一方面通过滤波稳压电路耦接到APFC芯片U200的电源端VCC，用以实现芯片正常工作时的供电；第一变压器CL202的副边绕组的第二端接地端。第一变压器CL202的原边绕组的第二端与副边绕组的第一端为同名端。

可选的，滤波稳压电路包括电容C231、电阻R234、二极管D212、稳压二极管U202、电容C212、电容C207。电容C231、电阻R234、二极管D212依次串接在第一变压器CL202的副边绕组的第一端与APFC芯片U200的电源端VCC之间，二极管D212正接。稳压二极管U202反接在二极管D212的正极和地端之间，进行稳压。电容C212、电容C207并联在二极管D212的负极和地端之间，进行滤波。

采样电阻R220连接在驱动开关管Q203的源极与地端之间，采样电阻R220与APFC芯片U200的PWM比较器的反相输入端CS之间耦接，从而将驱动开关管Q203流经电流输入至APFC芯片U200的PWM比较器的反相输入端CS。在图2中，电阻R233连接在驱动开关管Q203的源极和APFC芯片U200的PWM比较器的反相输入端CS之间，在APFC芯片U200的PWM比较器的反相输入端CS与地端之间还连接有滤波电容C209。采样电阻R220将驱动开关管Q203的工作电流反馈给APFC芯片U200进行处理。

输出分压电路连接在驱动开关管Q203的漏极和地端之间，对输出电压V1进行分压，分压输出端连接APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端INV，并在第一开关管Q200的导通、关断影响下，APFC芯片U200的驱动输出端输出的PWM信号脉宽发生变化。由于第一开关管Q200导通时，电流会分流到电阻R218和R232中，因而输入到APFC芯片U200内的电流相应减小，控制驱动信号脉宽变窄。在图2中，输出分压电路包括串接在驱动开关管Q203的漏极和地端之间的电阻R205、电阻R206、电阻R207、电阻R217、电阻R221，电阻R217和电阻R221的串接点作为分压输出端连接到APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端INV。

第一补偿电路连接在APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端和误差放大器的输出端之间。可选的，参看图2，第一补偿电路包括：第一电阻R219，第一电阻R219的第一端连接APFC芯片U200的误差放大器的输出端COMP；第一电容C209，第一电容C209的第一端连接第一电阻R219的第一端，第一电容C209的第二端连接APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端INV；第二电容C211，第二电容C211的第一端连接第一电阻R219的第二端，第二电容C211的第二端连接APFC芯片U200的误差放大器的反相输入端INV。

优选的，APFC芯片U200的型号为L6562，APFC芯片U200的1脚为所述误差放大器的反相输入端INV，所述APFC芯片U200的2脚为所述误差放大器的输出端COMP，所述APFC芯片U200的3脚为所述乘法器输入端MULT，所述APFC芯片的4脚为所述PWM比较器的反相输入端CS，所述APFC芯片U200的5脚为所述电感去磁侦测输入端ZCD，所述APFC芯片U200的6脚为接地端GND，接地，所述APFC芯片U200的7脚为所述驱动输出端GD，所述APFC芯片U200的8脚为所述电源端VCC。

在一个实施例中，参看图2，驱动开关管Q203的漏极与有源功率因数校准电路的直流电压输出端之间正接一二极管D203；所述驱动开关管Q203的漏极与所述初级整流电路的输出端之间反接一二极管D201。

参看图3，在一个实施例中，DC-DC电路包括：固定频率电流模式控制器芯片U204，启动电路，脉冲驱动开关管Q204，第二变压器T200。

固定频率电流模式控制器芯片U204的型号为UC3843，芯片U204的内部电路结构可以参看其数据手册，在此不再阐述。

启动电路连接有源功率因数校准电路的直流电压输出端和固定频率电流模式控制器芯片U204之间，图参看图2和图3，启动电路和有源功率因数校准电路的直流电压输出端共接电压V1。启动电路用以控制固定频率电流模式控制器芯片U204的启动。

参看图3，启动电路可以包括：晶闸管S200，三极管Q201及第一电阻电路。第一电阻电路的一端有源功率因数校准电路的直流电压输出端，另一端一方面连接晶闸管S200的控制极，另一方面连接所述三极管Q201的集电极。在图3中，第一电阻电路包括串联的电阻R222和R223，将输出电压V1传输到三极管Q201的集电极上，同时还传输到晶闸管S200的控制极上。晶闸管S200的输入端通过电阻R225耦接有源功率因数校准电路的直流电压输出端，晶闸管S200的输出端通过正接的二极管D206和电阻R241耦接固定频率电流模式控制器芯片U204的7脚(电源脚)。三极管Q201的基极通过串接的电阻R235和R236耦接固定频率电流模式控制器芯片U204的8脚，受控于该8脚的信号，三极管Q201的发射极接地端。

其中，有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压加载到第一电阻电路上，晶闸管S200的控制极获得电压而导通；有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压，经导通的晶闸管S200加至固定频率电流模式控制器芯片U204的7脚为其提供启动电压；固定频率电流模式控制器芯片U204起振后，固定频率电流模式控制器芯片U204的8脚提供的电压使三极管Q201饱和导通，使晶闸管S200控制极失去电压而截止，固定频率电流模式控制器芯片U204进入启动后的正常工作状态。

脉冲驱动开关管Q204的栅极耦接固定频率电流模式控制器芯片U204的6脚，脉冲驱动开关管Q204的源极耦接到地端，脉冲驱动开关管Q204的漏极输出脉冲电压，在激励脉冲的控制下导通、关断。在图3中，固定频率电流模式控制器芯片U204的6脚和脉冲驱动开关管Q204之间还连接一电阻R224和反接的二极管D204。脉冲驱动开关管Q204的漏极还通过二极管D208和电阻R229连接有源功率因数校准电路的输出电压输出端，在电阻R229的两端还连接一电容C215，进行滤波，二极管D208的正极朝向脉冲驱动开关管Q204的漏极。

第二变压器T200的原边绕组的第一端连接有源功率因数校准电路的输出电压输出端，第二变压器T200的原边绕组的第二端连接脉冲驱动开关管Q204的漏极，第二变压器T200的副边侧感应耦合原边绕组的脉冲电压，第二变压器T200的第一副边侧连接第一电压输出电路，第二变压器T200的第二副边侧连接第二电压输出电路，第二变压器T200的第三副边侧将脉冲电压整流滤波后回授给固定频率电流模式控制器芯片U204的7脚，以提供固定频率电流模式控制器芯片U204正常工作状态时的工作电源。第一电压输出电路和第二电压输出电路的输出电压优选为不同，以适用于不同负载。

较佳的，DC-DC电路还可以包括保护电路，用以，采样有源功率因数校准电路的直流电压输出端输出的直流电压和脉冲驱动开关管Q204的工作电流，并将采样信号输入到固定频率电流模式控制器芯片U204的3脚，在直流电压过高或脉冲驱动开关管Q204的工作电流过大时，导致固定频率电流模式控制器芯片U204的3脚电位高于设定电压时振荡器停振，保护脉冲驱动开关管Q204不至于过流而损坏。

在图3中，保护电路包括电阻R226、电阻R227、电阻R242、电阻R243、电阻R244。电阻R226和电阻R227串联在有源功率因数校准电路的直流电压输出端和固定频率电流模式控制器芯片U204的3脚之间，采样输入信号的电流。电阻R244连接在脉冲驱动开关管Q204的源极和地端之间，电阻R243连接在脉冲驱动开关管Q204的源极和栅极之间，电阻R242连接在脉冲驱动开关管Q204的源极和固定频率电流模式控制器芯片U204的3脚之间，采样脉冲驱动开关管Q204的工作电流。在输入信号的电流或者脉冲驱动开关管Q204的工作电流过大时，控制固定频率电流模式控制器芯片U204内的振荡器停振，起到保护作用。

DC-DC电路还可以包括闭环反馈调整稳压电路，用以对第一电压输出电路或第一电压输出电路的输出电压采样，并与基准电压比较，误差量经光电耦合器U205送至固定频率电流模式控制器芯片U204的2脚，输出电压偏高，则反馈到2脚的电压升高，激励脉冲的占空比减小，使输出电压下降，达到稳压效果。

可选的，第一电压输出电路为5V输出，脉冲电压感应耦合到变压器T200的第一副边侧上，并经二极管D209整流，及电感L200和电容C220滤波，最后通过7805三端稳压器稳压输出，输出端还连接滤波电容C222，连接关系参看图3。

可选的，第二电压输出电路包括：整流电路和π型滤波电路。整流电路连接在第二变压器T200的第二副边侧的一端和π型滤波电路之间，用以进行整流；π型滤波电路的第一端连接整流电路，第二端连接第二变压器T200的第二副边侧的另一端，用以进行滤波后输出。在图3中，整流电路包括正极连接第二副边侧的二极管D210，当然还可以包括串联在一起且并联在二极管D210两端的滤波电容C216和电阻R230。二极管D210的负极输出整流后的电压。π型滤波电路包括并联在二极管负极和地端的电容C217、电容C218、电容C219，还包括一端连接二极管负极的电感L201，及并联连接在电感L201另一端和地端的电容C221和电阻R231，电感L201该另一端输出最后的输出电压。

优选的，闭环反馈调整稳压电路包括：稳压器U203，分压电路和光电耦合器U205。稳压器U203提供基准电压，且基准电压输出端连接光电耦合器U205的二极管的负极。分压电路连接在第二电压输出电路的整流电路输出端和稳压器U203的基准电压输出端之间，且分压输出端连接光电耦合器U205的二极管的正极；光电耦合器U205的三极管的集电极连接固定频率电流模式控制器芯片U204的8脚，光电耦合器U205的三极管的发射极通过电阻R238耦接固定频率电流模式控制器芯片U204的2脚，光电耦合器U205的三极管的发射极通过电阻R239连接到地端。在图3中，闭环反馈调整稳压电路还包括：串联在第二电压输出电路的输出端和地端之间的电阻R248、电阻R249、电阻R250。电阻R249和电阻R250的串接点连接稳压器的控制端，并在该串接点和稳压器的负极之间连接有串联的电阻R247和电容C229，在电阻R248的两端还并联有滤波电容C230。分压电路包括串联在第二电压输出电路的整流电路输出端和稳压器U203的负极(基准电压输出端)之间的电阻R245和电阻R246。

其中，在光电耦合器U205的二极管的正极与负极之间的误差量大于一定值时，光电耦合器U205的二极管导通，光电耦合器U205的三极管相应导通，从而固定频率电流模式控制器芯片U204的2脚的电压升高，从而固定频率电流模式控制器芯片U204的激励脉冲的占空比减小，使输出电压下降。电阻R246两端的电压为误差量，在误差量到达一定值时控制光电耦合器U205的二极管导通，从而光电耦合器U205的三极管也导通。

固定频率电流模式控制器芯片U204输出信号脉宽由闭环反馈调整稳压电路控制自动调整，经高频整流滤波，最后输出符合设计要求的直流电压。

DC-DC电路还可以包括用以确定芯片振荡频率的振荡电路，包括：第三电阻R211和第三电容C226。第三电阻R211连接在固定频率电流模式控制器芯片U204的4脚和8脚之间；第三电容C226连接在固定频率电流模式控制器芯片U204的4脚和地端之间。

DC-DC电路还可以包括用于改善增益和频率特性的补偿电路，包括：第四电阻R237和第五电容C210，并联在固定频率电流模式控制器芯片U204的1脚和2脚之间。

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