新型交错并联双向DC/DC变换器的制作方法

本实用新型属于变换器领域，特别是涉及一种新型交错并联双向DC/DC变换器。

背景技术：

随着传统化石能源(如石油、煤炭、天然气等)的迅速消耗，以及由此带来的世界能源危机和环境污染等问题的日益加剧，合理开发和利用绿色可再生能源已成为人类的迫切需要。对于可再生能源而言，太阳能光伏发电、风力发电和燃料电池动力系统受到了人们越来越多的重视，而如何将这些新能源并网发电，变换为用户可以直接利用的电能，是分布式发电领域主要的研究方向。由于分布式能源其自身并没有能量储存的功能，因此现今分布式发电系统大多数都是含有辅助存储系统，从而形成含有储能系统的复合式发电系统。该系统一般由分布式电源、单向DC/DC变换器、双向DC/DC变换器、蓄电池，直流母线、逆变器以及负载等构成。

在储能系统中，如图1所示，双向变换器承担着能量双向输送的任务，因而其作用在整个储能系统中占有重要的地位。传统的DC/DC变换器有非隔离型三电平双向DC/DC变换器、新型零电压开关双向DC/DC变换器和单端正激带同步整流技术的双向DC/DC变换器。非隔离型三电平双向DC/DC变换器虽然具有开关电压应力低和输入/输出电流纹波小的特点，但变换器的变换比并没有得到提升，且由于飞跨电容的存在，需要对其采取稳压电路才能使变换器正常工作，控制方案复杂；零电压开关双向DC/DC变换器和单端正激带同步整流技术的双向DC/DC变换器由于拓扑结构中变压器的存在，虽然能够实现大变换比的功能，但其体积和成本较大，且易出现磁饱和现象，因而在一些储能系统中并不适用；还有的非隔离双向直流变换器在电路中引入了一个耦合电感后，消除了开关管寄生体二极管的反向恢复问题，但该变换器并没有解决输入/输出电流纹波大的问题。近年来，大功率电源系统的广泛使用使得交错并联技术得到了快速的发展。交错并联技术因其具有低电流纹波、易于电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)设计、动态响应快等特点而常被应用于一些电流较大的场合。在燃料电池和电动汽车等不同领域应用了交错并联技术，其主要原因是因为交错并联技术应用于双向DC/DC变换器中不仅可以有效地降低变换器开关器件的开关电流应力与输入/输出电流的纹波，还有益于提高变换器的动态响应及变换器的效率。

传统的交错并联结构双向DC/DC变换器虽然具有结构简单，可靠性强的特点，但该电路存在以下缺点：①开关管电压应力为U_H，当U_H较高时不利于开关管的选取；②各模块电感电流不能自动均流，需进行均流处理；③在一些输入输出电压变换比大的场合，开关管需要工作在极端占空比状态，不利于变换器效率的提高，且限制了开关管工作频率的提升。

技术实现要素：

根据以上现有技术的不足，本实用新型所要解决的技术问题是提出一种新型交错并联双向DC/DC变换器，通过在变换器电路中增设开关电容和RCD缓冲电路，解决了电感电流不能自动均流、变换器效率低的问题，具有输入电流与输出电流纹波小、开关器件电压应力低、输入输出电压变换比大、各相电感电流自动均流，尖峰脉冲得到有效抑制的优点。

为了解决上述技术问题，本实用新型采用的技术方案为：一种新型交错并联双向DC/DC变换器，包括电源、负载、第一滤波电容C_b、第二滤波电容C_d、第一电感L₁、第二电感L_f、开关管电路和RCD缓冲电路，开关管电路包括第一开关管电路、第二开关管电路、第三开关管电路和第四开关管电路，第一滤波电容C_b并联在电源的两端，第一电感L₁和第二电感L_f的一端均连接在电源的正极，第一电感L₁的另一端连接有开关电容C_f和第一开关电路，开关电容C_f的另一端正极连接第二开关管电路，第二开关管电路的另一端连接负载的正极，第二电感L_f的另一端连接第三开关管电路和第四开关管电路，第四开关管电路的另一端连接的开关电容C_f的正极，第二滤波电容C_d并联在负载的两端，第一开关管电路和第三开关管电路的另一端均连接在电源的负极和负载的负极之间，RCD缓冲电路并联在每个开关管电路的两端。

上述电路中，所述开关管电路包括一个开关管和一个二极管，二极管的阴极连接开关管的漏极，二极管的阳极连接开关管的源极。所述第一开关管电路中的漏极分别连接第一电感L₁和开关电容C_f的负极，第一开关管电路中的源极连接电源的负极。所述第二开关管电路中的源极连接开关电容的正极，第二开关管电路中的漏极连接负载的正极。所述第三开关管中的源极连接电源的负极，第三开关管中的漏极连接第二电感L_f。所述第三开关管电路中的源极连接第二电感L_f，第三开关管电路中的漏极连接开关电容C_f的正极。所述RCD缓冲电路包括电阻R、电容C和二极管D，电容C串联电阻R，二极管D并联在电阻R的两端。

本实用新型提供的新型交错并联双向DC/DC变换器具有：1、输入电流与输出电流纹波小；2、开关器件电压应力低；3、输入输出电压变换比大；4、各相电感电流自动均流；5、尖峰脉冲得到良好抑制。

附图说明

下面对本说明书附图所表达的内容及图中的标记作简要说明：

图1为含储能系统的复合式发电系统；

图2为新型交错并联双向DC/DC变换器；

图3为新型交错并联双向DC/DC变换器Boost模式下模态1的等效电路；

图4为新型交错并联双向DC/DC变换器Boost模式下模态2和模态4的等效电路；

图5为新型交错并联双向DC/DC变换器Boost模式下模态3的等效电路；

图6为新型交错并联双向DC/DC变换器Boost模式下电路的主要工作波形；

图7为新型交错并联双向DC/DC变换器Buck模式下模态1的等效电路；

图8为新型交错并联双向DC/DC变换器Buck模式下模态2和模态4的等效电路；

图9为新型交错并联双向DC/DC变换器Buck模式下模态3的等效电路；

图10为新型交错并联双向DC/DC变换器Buck模式下电路的主要工作波形。

图中：U_b、U_d分别为蓄电池和负载；C_b、C_d、C_f分别为第一、第二滤波电容和开关电容；S₁、S₂、S_f1、S_f2分别为第一、第二、第三、第四开关管；D₁、D₂、D_f1和D_f2分别为第一、第二、第三和第四体二极管；L₁、L_f分别为第一和第二电感；i_L1、i_Lf分别为第一电感和第二电感的电流。

具体实施方式

下面对照附图，通过对实施例的描述，本实用新型的具体实施方式如所涉及的各构件的形状、构造、各部分之间的相互位置及连接关系、各部分的作用及工作原理、制造工艺及操作使用方法等，作进一步详细的说明，以帮助本领域技术人员对本实用新型的发明构思、技术方案有更完整、准确和深入的理解。

如图2所示，新型交错并联双向DC/DC变换器包括电源、负载、第一滤波电容C_b、第二滤波电容C_d、第一电感L₁、第二电感L_f、开关管电路和RCD缓冲电路，开关管电路包括第一开关管电路、第二开关管电路、第三开关管电路和第四开关管电路，第一滤波电容C_b并联在电源的两端，第一电感L₁和第二电感L_f的一端均连接在电源的正极，第一电感L₁的另一端连接有开关电容C_f和第一开关电路，开关电容C_f的另一端正极连接第二开关管电路，第二开关管电路的另一端连接负载的正极，第二电感L_f的另一端连接第三开关管电路和第四开关管电路，第四开关管电路的另一端连接的开关电容C_f的正极，第二滤波电容C_d并联在负载的两端，第一开关管电路和第三开关管电路的另一端均连接在电源的负极和负载的负极之间，RCD缓冲电路并联在每个开关管电路的两端。开关管电路包括一个开关管和一个二极管，二极管的阴极连接开关管的漏极，二极管的阳极连接开关管的源极。

蓄电池U_b的正输出端连接第一电容C_b的一端、第一电感L₁和第二电感L_f的一端，负载U_d的正输出端分别连接第二电容C_d的一端和第二开关管S₂的漏极和第二体二极管D₂的阴极，蓄电池U_b的负输出端分别连接第一滤波电容C_b的另一端和第一开关管S₁的源极和第一体二极管D₁的阳极，负载U_d的负输出端分别连接第二滤波电容C_d的另一端和第三开关管S_f1的源极和第三体二极管D_f1的阳极，第一电感L₁的另一端分别连接第一开关管S₁的漏极和第一体二极管D₁的阴极，第一开关管S₁的源极和第一体二极管D₁的阳极连接第三开关管S_f1的源极和第三体二极管D_f1的阳极，第三开关管S_f1的漏极和第三体二极管D_f1阴极分别连接第二电感L_f的另一端和第四开关管S_f2的源极和第四体二极管D_f2的阳极，第四开关管S_f2的漏极和第四体二极管D_f2的阴极连接第二开关管S₂的源极和第二体二极管D₂的阳极，第一开关管S₁的漏极和第一体二极管D₁的阴极连接开关电容C_f的负输入端，开关电容C_f的正输入端连接第二开关管S₂的源极和第二体二极管D₂的阳极，RCD缓冲电路分别连接在第一、第二、第三、第四开关管的源极和漏极之间。

RCD缓冲电路包括电阻R、电容C和二极管D，电容C串联电阻R，二极管D并联在电阻R的两端，电阻及电容最好选择无感电阻和无感电容，二极管选择反向恢复特性好的快恢复二极管，即反向恢复时间短、反向峰值电流小，反向恢复特性较软的二极管。RCD缓冲电路并联在第一、第二、第三、第四开关管(S₁、S₂、S_f1、S_f2)的源极和漏极之间，RCD缓冲电路有两个接线端分别为电容端和二极管的阴极端，在第一开关管S₁、第三开关管S_f1上，电容端连接漏极，阴极端连接源极；在第二开关管S₂、第四开关管S_f2上，电容端连接源极，阴极端连接漏极。

以储能系统为例，双向DC/DC变换器在应用于储能系统中时，U_b为蓄电池端，负载为直流母线端，如图2所示。此时变换器主要工作于两种工作模式，即Boost模式和Buck模式。当变换器工作于Boost模式时，其主要作用是为储能系统右侧的直流母线端提供能量，以维持直流母线电压的稳定，此时，开关管S₁、S_f1及开关管S₂、S_f2的体二极管处于工作状态。当变换器工作于Buck模式时，其目的是将直流母线侧多余的能量回馈给蓄电池为蓄电池充电，从而达到能量双向流动的目的，此时，开关管S₁、S_f1关管S₂、S_f2的体二极管处于工作状态。

1)Boost模式。

当双向DC/DC变换器工作于Boost模式时，假定电路工作于连续导通模式下，开关管S₁和S_f1采用移相控制策略，S₁的占空比为d₁，S_f1的占空比为d₂，且0.5＜d₁＝d₂＝d＜1(为实现新型双向DC/DC变换器的大变换比，各相电感电流自动均流的功能，变换器工作于Boost模式时开关稳态工作的占空比宜为0.5＜d＜1，与此类似，Buck模式开关工作的占空比宜为0＜d＜0.5)。则在一个开关周期内，电路工作于Boost模式时它有4个工作模态，各模态的等效电路如图3、图4、图5所示。

①模态1[t₀—t₁]：如图3所示，S_f1、D₂导通，S₁、D_f2关断，电感L₁及开关电容C_f对负载供电，电源对电感L_f充电，此时，L_f的电流i_Lf不断增大，电感L₁的电流i_L1和开关电容电压U_cf下降。

②模态2[t₁—t₂]：如图4所示，S₁、S_f1导通，D₂、D_f2关断，电源对电感L_f、L₁充电，电感电流i_Lf，i_L1不断增大，此时C_f处于电压保持状态，U_cf保持不变。

③模态3[t₂—t₃]：如图5所示，t₂时刻，S₁、D_f2处于导通状态，S_f2、D₂关断，电源对电感L₁充电，电感电流i_L1继续增大，电感L_f对开关电容C_f充电，U_cf上升，电感电流i_Lf下降。

④模态4[t₃—t₄]：与模态2相同。根据上述4种工作模态的状态方程可以得到一个开关周期T_s内电路工作于Boost模式下各模态的主要波形，如图6所示。

2)Buck模式。

双向DC/DC变换器工作于Buck模式时，能量将由直流母线侧(对应于负载端)回馈到蓄电池侧(对应于U_b端)，此时主要控制的是S₂和S_f2这两个开关管。假定电路工作于CCM模式下，开关管S₂和S_f2采用的是移相控制策略，其占空比分别为d₁、d₂(0＜d₁＝d₂＝d＜0.5)，因而在一个开关周期内，电路的4个工作模态，各模态的等效电路如图7、图8、图9所示。

①模态1[t₀—t₁]：如图7所示，S₂、D_f2导通，S_f2、D₁关断，电源对开关电容C_f和电感L₁充电，开关电容C_f上的电压U_Cf上升，电感电流i_L1线性增大。电感L_f通过二极管D_f为蓄电池充电，电流i_Lf不断减小。

②模态2[t₁—t₂]：如图8所示，S₂、S_f2处于关断状态，此时，电感L₁、L_f分别通过D₁、D_f1续流为蓄电池充电，开关电容处于电压保持状态其电压U_cf保持不变。

③模态3[t₂—t₃]：如图9所示，S_f2、D₁导通，S₂、D_f1关断，开关电容C_f开始对电感L_f充电，L_f中的电流i_Lf不断增大，电压U_cf减小。此时电感L₁通过D₁续流为蓄电池充电。

④模态4[t₃—t₄]：与模态2相同。根据上述4种工作模态的状态方程可以得到一个开关周期T_s内电路工作于Buck模式下电路的主要波形图，如图10所示。

上面结合附图对本实用新型进行了示例性描述，显然本实用新型具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本实用新型的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本实用新型的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本实用新型的保护范围之内。本实用新型的保护范围应该以权利要求书所限定的保护范围为准。