本发明涉及功率因数高且稳定性高的功率因数改善电路以及dc/dc转换器。
背景技术：
如专利文献1所记载的那样，以往的电流连续模式功率因数改善电路(ccmpfc)对输出电压进行检测，并根据检测出的输出电压来进行功率因数改善控制。
并且，如专利文献2所记载的那样，以往的ccmpfc为了提高输入电压变动的响应性，将输入电压的变动输入到输出电压的反馈环路，对输出电压进行控制。
图1是以往的功率因数改善电路的电路结构图。在图1中，电流连续模式功率因数改善电路利用整流器2对交流电源1的交流电压进行桥式整流，并将整流后的整流输出vin转换成直流电压而将输出电压vo供给到未图示的负载，进行功率因数改善。
如图1所示，功率因数改善电路(pfc)是升压型功率因数改善电路，具有线圈l1、开关元件q1、第1二极管d1、输出电容器cout以及控制电路3a。并且，在pfc电路中，从控制电路3a对开关元件q1输出高频开关控制信号，对开关元件q1高频地进行接通/断开控制。由此，流过线圈l1的电流被高频地接通/断开而改善功率因数，并且使pfc电路的输出电压vo升压。
如图1所示，控制电路3a具有误差放大器30、乘法器31、基准振荡器32、运算器33、pwm比较器34以及驱动电路35。误差放大器30对反馈电压vfb与基准电压vref之间的误差电压进行放大而作为输出电压comp输出，该反馈电压vfb是利用电阻r3和电阻r4对输出电压vo进行分压而得的电压。乘法器31将整流分压电压vac和误差放大器30的输出电压comp相乘，并将所得到的值设为输入电流的目标值，其中，该整流分压电压vac是利用电阻r1和电阻r2对被整流器2整流后的整流输出vin进行分压而得的。
电流检测电阻r6将与流过开关元件q1的电流对应的电压输出到运算器33的反相输入端子。运算器33根据来自乘法器31的乘法输出，运算与电流检测电阻r6所检测出的电流对应的电压，并将信号vx输出到pwm比较器34的同相输入端子。在运算器33的输出端连接有相位校正用的、电阻r7和电容器c1的串联电路。
pwm比较器34比较来自运算器33的信号vx和来自基准振荡器32的锯齿波信号vsaw并进行控制，以生成与输入电压相似的电流而进行功率因数改善动作。开关元件q1的占空比通过上述反馈控制而成为恰当的值。控制电路3对输出电压vo进行检测，根据输出电压vo来控制开关元件q1的占空比，从而使输出电压vo为规定的值。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平2-7869号公报
专利文献2：日本特开2013-63003号公报
技术实现要素：
发明所要解决的课题
但是，为了在检测出整流输出vin之后，使输入电流i1的平均值与整流输出vin相似，控制电路3a需要响应时间，该响应时间是由于作为运算器33的相位校正电路的、电阻r7和电容器c1的时间常数的延迟而产生的。因此，输入电流i1的平均值成为与整流输出vin相似延迟了响应时间。
为了加快响应时间，需要对作为运算器33的相位校正电路的、电阻r7和电容器c1的时间常数进行调整，缩短响应时间。然而，由于对运算器33的相位校正进行调整，所以稳定性降低。
并且，在专利文献2中，由于将输入电压的变动输入到输出电压的反馈环路，所以输入电压变动时的输出电压的响应时间缩短，但无法改善关系到功率因数改善的、输入电流i1的延迟。
本发明的课题在于，提供功率因数改善电路和dc/dc转换器，能够利用简单的结构同时实现高功率因数和稳定性的提高。
用于解决课题的手段
为了解决所述课题，本发明的功率因数改善电路具有：整流电路，其对交流电源的交流电压进行整流；串联电路，其由在所述整流电路的输出端子处串联连接的线圈和开关元件构成；整流平滑电路，其由串联连接在所述开关元件的主电极间的整流元件和平滑电容器构成；运算器，其运算将所述平滑电容器的输出电压与基准电压之间的误差电压和所述整流电路的输出相乘而得的相乘电压、以及与流过所述开关元件的电流或来自所述整流电路的输出端子的电流对应的电压；基准振荡器，其产生基准信号；叠加电路，其将基于所述整流电路的输出的信号叠加于所述基准振荡器的基准信号；以及控制电路，其通过对所述叠加电路的输出和来自所述运算器的输出进行比较，生成脉冲信号并利用所述脉冲信号使所述开关元件接通/断开。
发明效果
根据本发明，控制电路通过对反馈控制和前馈控制进行组合，能够同时实现高功率因数和稳定性的提高，其中，该反馈控制是通过平滑电容器的输出电压与基准电压之间的误差电压而实现的，该前馈控制是通过对将基于整流电路的输出的信号叠加于基准信号的输出而得的信号、和误差电压进行比较而实现的。
附图说明
图1是以往的功率因数改善电路的电路结构图。
图2是实施例1的功率因数改善电路的电路结构图。
图3是设置于实施例1的功率因数改善电路的叠加电路的电路结构图。
图4是用于说明以往的功率因数改善电路的pwm比较器的动作的各部分的波形图。
图5是用于说明实施例1的功率因数改善电路的pwm比较器的动作的各部分的波形图。
图6是实施例2的功率因数改善电路的电路结构图。
图7是实施例3的功率因数改善电路的电路结构图。
图8是设置于实施例3的功率因数改善电路的叠加电路的电路结构图。
图9是实施例4的功率因数改善电路的电路结构图。
图10是设置于实施例4的功率因数改善电路的叠加电路的电路结构图。
图11是实施例5的升压型dc/dc转换器的电路结构图。
图12是实施例6的降压型dc/dc转换器的电路结构图。
图13是实施例7的升降压型dc/dc转换器的电路结构图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的功率因数改善电路和dc/dc转换器的实施例进行说明。这里，作为功率因数改善电路，对电流连续模式功率因数改善电路进行说明。
(实施例1)
图2是实施例1的功率因数改善电路的电路结构图。在图2中，功率因数改善电路是升压型功率因数改善电路，具有交流电源1、整流器2、线圈l1、开关元件q1、第1二极管d1、输出电容器cout以及控制电路3a。
整流器2对从交流电源1输入的交流电压进行全波整流并输出整流输出vin，电阻r1和电阻r2输出对整流输出vin进行电阻分压而得的整流分压输出vac。
在整流器1的输出端串联连接有线圈l1和由mosfet构成的开关元件q1。在线圈l1与开关元件q1的连接点连接有二极管d1的阳极，二极管d1的阴极经由平滑电容器co接地。
电阻r1和电阻r2的串联电路作为分压电阻与整流器2的输出端连接。并且，电阻r3和电阻r4的串联电路作为分压电阻与平滑电容器co的两端连接。
对控制电路3a输入基于电阻r1与电阻r2的分压比的整流分压输出vac、和基于电阻r3与电阻r4的分压比的反馈电压vfb，该控制电路3a根据整流分压输出vac和反馈电压vfb来生成驱动信号，将驱动信号输出到开关元件q1的栅极。优选的是，用于获得整流分压输出vac和反馈电压vfb的分压比利用后述的前馈动作被设定为彼此相等。
在与开关元件q1的接地端gnd连接的端子和电阻r2之间连接有电流检测电阻r6。电流检测电阻r6将在开关元件q1的gnd侧端子与电阻r2之间流过的电流i2转换成电压，并将所转换的电压输出到运算器33的反相端子。另外，对于电流i2，流过与作为pfc的输入电流的、整流器2的输出电流i1相同的电流。
控制电路3a具有误差放大器30、乘法器31、基准振荡器32、运算器33、pwm比较器34、驱动电路35以及叠加电路36。
误差放大器30对反馈电压vfb与基准电压vref之间的误差电压进行放大而作为输出电压comp输出，该反馈电压vfb是利用电阻r3和电阻r4对输出电压vo进行分压而得的电压。乘法器31将整流分压输出vac和误差放大器30的输出电压comp相乘，并将所得到的值设为输入电流的目标值，其中，整流分压输出vac是利用电阻r1和电阻r2对被整流器2整流后的整流输出vin进行分压而得到的。
电流检测电阻r6将与流过开关元件q1的电流对应的电压输出到运算器33的反相输入端子。运算器33根据来自乘法器31的乘法输出，计算与电流检测电阻r6所检测出的电流对应的电压，并将信号vx输出到pwm比较器34的同相输入端子。在运算器33的输出端连接有相位校正用的、电阻r7和电容器c1的串联电路。
基准振荡器32产生作为基准信号的锯齿波信号vsaw，并将锯齿波信号vsaw输出到叠加电路36。叠加电路36将来自基准振荡器32的锯齿波信号vsaw叠加于整流分压输出vac，并作为叠加信号vosc输出到pwm比较器34的反相输入端子，其中，该整流分压输出vac是利用电阻r1和电阻r2对被整流器2整流后的整流输出vin进行分压而得到的。
pwm比较器34与本发明的控制电路对应，通过对来自运算器33的信号vx和来自叠加电路36的叠加信号vosc进行比较，生成脉冲信号pwm并输出到驱动电路35。即，pwm比较器34通过比较叠加信号vosc和信号vx来进行前馈控制，能够使运算器33的相位校正减轻。在后面详细叙述前馈控制。
驱动电路35通过将驱动信号施加给开关元件q1的栅极而使开关元件q1接通断开。pwm比较器34通过对作为开关元件q1的开关比的占空比进行控制，能够将输出电压vo控制为恒定。
图3是叠加电路36的电路结构图。叠加电路36具有电流镜电路361、运算放大器op1、电阻ra、电阻rb、电阻rc、n型mosfetqa，pnp双极型晶体管qb以及npn双极型晶体管qc。
向运算放大器op1的同相输入端输入整流分压输出vac。运算放大器op1的反相输入端子与mosfetqa的源极连接，并经由电阻ra接地。mosfetqa的栅极与运算放大器op1的输出端连接，漏极与电流镜电路361连接。对电流镜电路361施加电源vcc。
mosfetqa的漏电流经由电流镜电路361流过串联连接的电阻rb和晶体管qb。晶体管qb的发射极与电阻rb连接，晶体管qb的集电极接地。从基准振荡器32向晶体管qb的基极输入锯齿波信号vsaw。
在电阻rb与电流镜电路361的连接点连接有晶体管qc的基极。晶体管qc的集电极与电源vcc连接，晶体管qc的发射极与电阻rc的一端连接，电阻rc的另一端接地。晶体管qc的发射极成为叠加电路36的输出端，输出叠加信号vosc。
根据图3所示的叠加电路36，整流分压输出vac被电阻ra转换成电流，所转换的电流经由电流镜电路361而被电阻rb转换成电压。电阻rb的电压vff由式(1)来表示。
叠加信号vosc为将锯齿波输出vsaw与电压vff相加而得的电压，该电压由式(2)来表示。这里，电压vbe1是晶体管qb的基极-发射极间的电压，vbe2是晶体管qc的基极-发射极间的电压。通过改变电阻ra与电阻rb之比，能够调节整流输出vac相对于叠加信号vosc的比例。即，能够通过改变电阻ra与电阻rb之比来调整前馈量。
接着，详细描述前馈控制的动作。在以往的ccmpfc的控制中，乘法器31将整流分压输出vac与误差放大器30的输出电压comp相乘，运算器33根据乘法器31的输出值，对从整流器2输出的电流进行运算而得到电压vx。pwm比较器34对电压vx和锯齿波输出vsaw进行比较。在以往的ccmpfc的控制中，通过对将整流分压输出vac和输出电压comp相乘而得的值与gnd电流i2进行比较，生成与输入电压相似的电流，进行功率因数改善动作。
开关元件q1的占空比通过反馈控制而成为恰当的值，ccm动作时的占空比是根据整流输出vin和输出电压vo来确定的。
与此相对，在本发明中，通过在控制电路3a中还结合有自然确定该占空比的前馈控制，能够减轻反馈控制的负担，能够更稳定/高速地进行动作。以下，对前馈控制进行说明。
以下，针对以往的控制和本发明的控制，对作为pwm比较器34的输入的信号vx和叠加信号vosc、与pwm比较器34的输出之间的关系进行比较。
在图4中示出了以往的控制的动作波形，在图5中示出了本发明的控制的动作波形。图4的(a)和图5的(a)示出了整流输出vac。图4的(b)示出了锯齿波输出vsaw和pwm比较器34的同相输入信号vx。图5的(b)示出了叠加信号vosc(＝vsaw+vff)和信号vx。图4的(c)和图5的(c)示出了pwm比较器34的输出out。图4的(d)和图5的(d)示出了pwm比较器34。
并且，va为锯齿波输出vsaw的下限值，vb为锯齿波输出vsaw的上限值，doff为pwm比较器输出的截止占空比，vfb为利用电阻r3和电阻r4对输出电压vo进行电阻分压而得到的电压。
在以往的控制中，如式(4)所示，伴随着整流分压输出vac的变化，信号vx发生变化。
δvm≡vb-va···(3)
在ccm动作的情况下为下式。
在r1：r2＝r3：r4的情况下，并且在电压vfb与基准电压vref相等的电压、即2.5v附近进行动作的情况下，上式如下。
当根据式(4)、式(6)求解在进行了pfc控制时信号vx如何变化时，如式(5)所示，信号vx随着整流分压输出vac而发生变化。
在以往的控制中，如图4的(b)的虚线所示，信号vx因运算器33的相位校正电路r7、c1的相位校正影响而相对于整流分压输出vac发生延迟。因此，响应性降低而使功率因数降低。
与此相对，在本发明的控制中，通过使信号vx为恒定值或大致恒定值，即使存在因相位校正造成的延迟，也不存在信号vx相对于整流分压输出vac的延迟的影响。即，响应性良好。
在以往的ccmpfc中，利用pwm比较器34来比较信号vx和锯齿波输出vsaw，输入电流i1的平均值被控制为与整流输出vin相似。开关元件q1的占空比是根据整流输出vin与输出电压vo之比而确定的。整流输出vin由于是对交流电压ac进行整流后的电压，所以会发生变动。伴随着该作为整流电压的整流输出vin的变动，信号vx也发生变动。
与此相对，在实施例1中，如图5的(b)所示，将与整流输出vin同步的整流分压输出vac叠加于来自基准振荡器32的锯齿波输出vsaw而使叠加信号vosc发生变动，使信号vx为恒定值。由于信号vx为恒定值，所以即使存在电阻r7与电容器c1的相位延迟，响应特性也良好。因此，即使信号vx为恒定值，开关元件q1的占空比也被控制成使得输出电压vo恒定。
接着，在对锯齿波输出vsaw赋予了vff信号的情况下，从计算式导出使信号vx为恒定值的方法。
通过pwm比较器34而成为下式。
在ccm动作的情况下，doff的理论值如式(10)所示，与以往的控制相同。
在r1：r2＝r3：r4的情况下，并且在电压vfb与基准电压vref相等的电压、即2.5v附近进行动作的情况下，doff由式(11)表示。
当根据式(9)和式(11)求解信号vx如何变化时，根据交流波形而发生变化的vac成分被消除，如式(12)所示的那样，无论商用的交流波形如何，只要使信号vx为锯齿波输出vsaw的上限值vb即可。即，通过恒定的信号vx来获得目标占空比。
vx＝vb···(12)
因此，通过追加比较便利的叠加电路36，能够在ccmpfc的占空比控制中生成前馈信号。通过追加前馈控制，能够降低反馈增益量而稳定/高速地进行动作。
这样，在以往的控制中，如图4所示，作为pwm比较器34的输入信号的信号vx为与整流输出vac相似且接近的波形。在本发明的控制中，通过追加前馈控制，如图5所示，将信号vx与叠加信号vosc＝vsaw+vff进行比较。由此，信号vx成为接近直流电压的电压而被恰当控制。由于信号vx成为接近直流电压的电压，所以相位校正的影响减小，响应性得到改善。因此，在实施例1中，与以往的控制方式相比，即使相位校正减轻，也能够确保同等以上的响应性。关于功率因数，由于相位校正的影响减小，所以与以往的控制相比，也得到了改善。
假设在作为前馈电路的叠加电路36发生故障、前馈量增大的情况下，开关元件q1的导通占空比变窄。因此，由于输出电压vo降低，所以是安全的。并且，在前馈量减小的情况下，作为不存在前馈的pfc来进行动作。因此，虽然功率因数、稳定性降低，但由于成为pfc控制，所以不存在问题。
另外，本发明被记载为ccmpfc，但即使是电流不连续模式功率因数改善电路(dcmpfc)，也能够通过使前馈量降低来进行控制。即使是ccmpfc，在负载电流小的情况下也成为dcmpfc。在需要dcm区域中的控制的情况下，进行使前馈量降低的控制。
(实施例2)
图5是实施例2的功率因数改善电路的电路结构图。实施例1的功率因数改善电路利用电流检测电阻r6来检测电流i2并将检测出的电流转换成电压。然而，当利用电流检测电阻r6将电流转换成电压时，效率降低。实施例2的功率因数改善电路的特征在于，使用电流互感器t1来进行电流检测。
电流互感器t1具有一次绕组p1和二次绕组s1，一次绕组p1与二次绕组s1的匝数比为1：n。一次绕组p1连接在线圈l1与开关元件q1的漏极之间。在一次绕组p1的两端连接有二极管d2和电阻r5的串联电路，二极管d2与电阻r5的连接点处的信号cs1被输出到控制电路3的电流电压转换电路37。电流互感器t1、二极管d2和电阻r5构成了对流过开关元件q1的电流进行检测的电流检测器。电流电压转换电路32将与电流检测器所检测出的电流成比例的电压vl输出到运算器33的反相输入端子。
这样，根据实施例2的功率因数改善电路，由于使用电流互感器t1来进行电流检测，所以与实施例1的功率因数改善电路相比效率良好。
(实施例3)
图7是实施例3的功率因数改善电路的电路结构图。实施例3的功率因数改善电路的特征在于设置了过零电路38。过零电路38连接在线圈l1与二极管d1的连接点处，通过检测线圈l1与二极管d1的连接点的电压，判定流过线圈l1的电流处于连续区域还是不连续区域，并将判定输出输出到叠加电路36a。过零电路38与本发明的区域判定部对应。
图8是设置于实施例3的功率因数改善电路的叠加电路36a的电路结构图。叠加电路36a根据连续区域、不连续区域，切换将基于整流电路2的输出的信号叠加于基准振荡器32的基准信号的比例。如图8所示，在叠加电路36a中，mosfetqa的源极与电阻ra1和电阻ra2串联连接。电阻ra2的两端与开关sw1并联连接。
开关sw1根据过零电路38的判定输出来接通断开。当开关sw1接通时，mosfetqa的漏电流增大，叠加信号vosc增大。并且，当开关sw1断开时，mosfetqa的漏电流减小，叠加信号vosc减小。即，通过使开关sw1接通和断开来切换前馈量。由此，根据流过线圈l1的电流处于连续区域还是不连续区域，能够设定最佳的前馈量。
(实施例4)
图9是实施例4的功率因数改善电路的电路结构图。实施例4的功率因数改善电路的特征在于设置了电流检测电路39。电流检测电路39与电流检测电阻r6连接，利用电流检测电阻r6来检测负载电流。
图10是设置于实施例4的功率因数改善电路的叠加电路36b的电路结构图。叠加电路36b具有与mosfetqa的漏极连接的可变电阻rx，该叠加电路36b可以改变前馈量，该前馈量是将基于整流电路2的输出的信号叠加于基准振荡器32的基准信号的比例。可变电阻rx可以改变电阻值，使得成为与电流检测电路39所检测出的负载电流对应的前馈量。由此，能够根据流过线圈l1的电流来连续地设定前馈量，特别是在流过线圈l1的电流不连续的区域中，能够设定与不连续量对应的前馈量。
(实施例5)
图11是实施例5的升压型dc/dc转换器的电路结构图。实施例5的特征在于，将作为实施例1的输入电源的交流电源1变更为了直流电源vin。在直流电源vin的两端并联连接有输入电容器cin，并且并联连接有电阻r1和电阻r2的串联电路。叠加电路36将基于直流电源vin的输出的信号叠加于基准振荡器32的基准信号。pwm比较器34通过对平滑电容器co的输出电压与基准电压vref之间的误差电压、和叠加电路36的输出进行比较，生成脉冲信号并利用脉冲信号使开关元件q1接通/断开。在实施例1中，输入电压为商用的交流电压，描述了升压型的pfc控制，但输入电压也可以是直流电压。在输入电压为直流电压的情况下，即使因输入电源的瞬间中断、负载调节而发生变动的情况下，也可通过将输入电压与锯齿波输出叠加的前馈控制来改善输出电压的响应性。也可以在实施例5的升压型dc/dc转换器中追加实施例3的对前馈量进行调整的过零电路38和开关sw1、或者实施例4的对前馈量进行调整的电流检测电路39和可变电阻rx。
(实施例6)
图12是实施例6的降压型dc/dc转换器电路。降压型dc/dc转换器的直流电源vin的输出端与开关元件q1的源极连接，开关元件q1的漏极与二极管d1的阴极和线圈l1的一端连接。即使是降压型dc/dc转换器，在因输入电源的瞬间中断、负载调节而发生变动的情况下，也可通过将输入电压与锯齿波输出叠加的前馈控制来改善输出电压的响应性。也可以在实施例6的降压型dc/dc转换器中追加实施例3的对前馈量进行调整的过零电路38和开关sw1、或者实施例4的对前馈量进行调整的电流检测电路39和可变电阻rx。
(实施例7)
图13是实施例7的升降压型dc/dc转换器电路。在升降压型dc/dc转换器的直流电源vin的输出端串联连接有开关元件q1和线圈l1，二极管d1连接在开关元件q1与线圈l1的连接点处，开关元件q2连接在线圈l1与二极管d2的连接点处。控制部40通过对平滑电容器co的输出电压与基准电压vref之间的误差电压、和叠加电路36的输出进行比较，生成第1脉冲信号和第2脉冲信号，利用第1脉冲信号使开关元件q1接通/断开，利用第2脉冲信号使开关元件q2接通/断开。即使是升降压型dc/dc转换器，在因输入电源的瞬间中断、负载调节而发生变动的情况下，也可通过将输入电压与锯齿波输出叠加的前馈控制来改善输出电压的响应性。
另外，本发明并不限定于实施例1至实施例7的功率因数改善电路、dc/dc转换器。在实施例1至实施例7中，开关元件q1是mosfet，但也可以是mosfet以外的半导体开关，例如igbt、双极型晶体管。
在实施例1至实施例5的功率因数改善电路中，整流元件是二极管，但也可以是二极管以外的半导体开关。
产业上的可利用性
本发明可以应用在dc/dc转换器中。
标号说明
1：交流电源；2：整流器；3、3a、3a～3g：控制电路；30：误差放大器；31：乘法器；32：基准振荡器；33：运算器；34：pwm比较器；35：驱动电路；36、36a：叠加电路；37：电流电压转换电路；38：过零电路；39：电流检测电路；40：控制部；361：电流镜电路；l1：线圈；t1：电流互感器；d1～d2：二极管；q1、q2：开关元件；op1：运算放大器；r1～r6：电阻；co：输出电容器；cin：输入电容器。