本发明涉及电力转换设备及用于电力转换设备的控制方法。本申请要求于2016年1月12日提交的日本专利申请no.2016-003696的权益，其全部内容通过引用并入本文。
背景技术：
插电式混合动力电动车辆(phev)和电动车辆(ev)安装有车载充电器(例如，ac/dc转换器)，该车载充电器使得能够从电力系统(ac侧)对车载高压电池(dc侧)进行充电。同时，高度期待将车载高压电池用作家庭电源(v2h：车辆到家庭)或用作用于稳定电力系统的缓冲器(v2g：车辆到电网)。这需要能够双向转换电力的双向充电器。
这种双向充电器设置有ac-dc转换电路、dc/dc转换器等，所述ac-dc转换电路具有在充电时将ac转换为dc的功率因数校正(在下文中称为pfc)功能和在放电时将dc转换为ac的逆变器功能。在ac-dc转换电路的ac侧，设置噪声滤波电路以移除系统电源(商用电源)的噪声(参见专利文献1)。
[现有技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利申请特开2013-247817号公报
技术实现要素：
在根据本公开的电力转换设备中，包括：双向转换电路，其能够实现将直流(dc)转换为交流(ac)的第一转换以及将ac转换为dc的第二转换；以及滤波电路，其设置在所述双向转换电路的ac侧并且包括电容器；控制单元，其设置为执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的前一阶段期间进行所述第一转换，并且执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的后一阶段期间进行所述第二转换。所述控制单元执行控制，以使得在所述前一阶段期间与所述ac电压相反极性的ac电流流向所述双向转换电路的ac侧，并且执行控制，以使得在所述后一阶段期间与所述ac电压相同极性的ac电流流向所述双向转换电路的ac侧。
根据本公开的用于电力转换设备的控制方法，所述电力转换设备包括：双向转换电路，其能够实现将dc转换为ac的第一转换和将ac转换为dc的第二转换；以及滤波电路，其设置在所述双向转换电路的ac侧并且包括电容器，所述控制方法包括：由控制单元执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的前一阶段期间进行所述第一转换，并且由所述控制单元执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的后一阶段期间进行所述第二转换。所述控制单元执行控制，以使得在所述前一阶段期间与所述ac电压相反极性的ac电流流向所述双向转换电路的ac侧，并且执行控制，以使得在所述后一阶段期间与所述ac电压相同极性的ac电流流向所述双向转换电路的ac侧。
附图说明
图1是示出根据实施例的电力转换设备的电路配置的一个示例的说明图。
图2是示出根据本实施例的在电力转换设备的充电期间的电压和电流的一个示例的示意图。
图3是根据本实施例的基于双向转换电路的系统电压和目标电流之间的相位关系的操作的一个示例的说明图。
图4是根据本实施例的双向转换电路的时间段d1期间的操作的一个示例的说明图。
图5是根据本实施例的双向转换电路的时间段d2期间的操作的一个示例的说明图。
图6是根据本实施例的双向转换电路的时间段d3期间的操作的一个示例的说明图。
图7是根据本实施例的双向转换电路的时间段d4期间的操作的一个示例的说明图。
图8是根据本实施例的电力转换设备的处理过程的一个示例的流程图。
具体实施方式
[本公开要解决的问题]
然而，在专利文献1中描述的系统中，噪声滤波电路包括电源线之间连接的电容器和各电源线与接地之间连接的电容器，以便移除来自系统电源的噪声(共模噪声(commonmodenoise)和常模噪声(normalmodenoise))。因此，由于通过噪声滤波电路中的电容器分流的分流电流，导致流过ac-dc转换电路的电流的相位相对ac电压的相位提前，这使得不可能改善功率因数。
目的是提供一种能够改善功率因数的电力转换设备和用于电力转换设备的控制方法。
[本公开的效果]
根据本公开，可以改善功率因数。
[本发明的实施例的描述]
在根据当前实施例的电力转换设备中，包括：双向转换电路，其能够实现将dc转换为ac的第一转换和将ac转换为dc的第二转换；以及滤波电路，其设置在所述双向转换电路的ac侧并包括电容器；控制单元，其设置为执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的前一阶段期间进行所述第一转换，并且执行控制，以使得双向转换电路在ac电压的每个半周期的后一阶段期间进行第二转换。所述控制单元执行控制，以使得在前一阶段期间与ac电压相反极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧，并且执行控制，以使得在后一阶段期间与ac电压相同极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧。
根据本实施例的用于电力转换设备的控制方法，所述电力转换设备包括：双向转换电路，其能够实现将dc转换为ac的第一转换和将ac转换为dc的第二转换；以及滤波电路，其设置在所述双向转换电路的ac侧并且包括电容器,所述控制方法包括：由控制单元执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的前一阶段期间进行所述第一转换，并且由所述控制单元执行控制，以使得所述双向转换电路在ac电压的每个半周期的后一阶段期间进行所述第二转换。所述控制单元执行控制，以使得在前一阶段期间与ac电压相反极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧，并且执行控制，以使得在后一阶段期间与ac电压相同极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧。
所述控制单元执行控制，以使得双向转换电路在ac电压的每个半周期的前一阶段期间进行第一转换(将dc转换为ac的操作或所谓的逆变器操作)，并且导致与ac电压相反极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧。
所述控制单元执行控制，以使得双向转换电路在ac电压的每个半周期的后一阶段期间执行第二转换(将ac转换为dc的操作或所谓的pfc操作)，并且导致与ac电压相同极性的ac电流流向双向转换电路的ac侧。
例如，在ac电压的正半周期的情况下，在前一阶段期间负ac电流流过，并且在后一阶段期间正ac电流流过。因此，与ac电压相比，ac电流的相位延迟了与所述前一阶段相对应的时间段。类似地，在ac电压的负半周期的情况下，在前一阶段期间正ac电流流过，并且在后一阶段期间负ac电流流过。因此，与ac电压相比，ac电流的相位延迟了与所述前一阶段相对应的时间段。
在电力转换设备的充电操作(例如，将系统电压转换为dc以对电池充电的操作)期间和放电操作(例如，将来自电池的dc转换为ac以向电力系统供电的操作)期间，与ac电压相比，通过滤波电路的电容器分流的分流电流提前了大约90°相位。由于所述分流电流，双向转换电路的ac侧的ac电压的相位和流过双向转换电路的ac侧的ac电流的相位偏移，这降低了功率因数。因此，通过在ac电压的每个半周期的前一阶段期间使得与ac电压相反极性的ac电流流过，抵消了由于分流电流导致的相位提前，使得ac电压的相位和流过电力转换设备的ac电流的相位彼此一致，这能够实现功率因数改善(使功率因数接近1)。
根据本实施例的电力转换设备包括：电压检测单元，其检测双向转换电路的ac侧的电压；电流检测单元，其检测所述双向转换电路的ac侧的电流；以及设置单元，其基于由电压检测单元检测到的电压、由电流检测单元检测到的电流、和关于滤波电路中的电容器的预定值，来设置相对于ac电压的相位的相位延迟的目标值，以便抵消由于通过滤波电路分流的分流电流导致的相位提前。所述前一阶段是在每个半周期内直到所述目标值的相位，而所述后一阶段是在每个半周期内所述目标值之后的相位。
电压检测单元检测双向转换电路的ac侧的电压。电流检测单元检测双向转换电路的ac侧的电流。
设置单元基于由电压检测单元检测到的电压v、由电流检测单元检测到的电流i、和关于滤波电路中的电容器的预定值c，来设置相对于ac电压的相位的相位延迟的目标值θ，以便抵消由于通过滤波电路分流的分流电流导致的相位提前。可根据θ＝-arcsin(ωcv/i)来计算所述目标值θ，其中，例如，预定值c是滤波电路中的电容器的复合电容，并且例如，ω是ac电压的角频率(ω＝2πf)。
所述前一阶段是在每个半周期内直到目标值θ的相位，而所述后一阶段是在每个半周期内目标值之后的相位。例如，假设ac电压的正半周期的相位是0°到180°，并且ac电压的负半周期的相位是180°到360°。在ac电压的正半周期期间，前一阶段是相位从0°到θ的时间段，并且后一阶段是相位从θ到180°的时间段。在ac电压的负半周期间，前一阶段是相位从180°到180°+θ的时间段，并且后一阶段是相位从180°+θ到360°的时间段。
即使双向转换电路的ac侧的ac电压或ac电流变化，也可以设置ac电流相对于ac电压的相位的相位延迟的目标值θ，这能够实现功率因数改善。另外，如果双向转换电路的ac侧的ac电流减小，则更容易受到通过滤波电路分流的分流电流导致的相位提前的影响。然而，通过在ac电压的每个半周期内相位直到目标值期间流过与ac电压相反极性的ac电流，抵消了分流电流导致的相位提前，以使ac电压的相位和流过电力转换设备的ac电流的相位彼此一致，这能够实现功率因数改善。
在本实施例的电力转换设备中，双向转换电路包括：第一串联电路，其包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件；第二串联电路，其包括串联连接的第三开关元件和第四开关元件，并且该第二串联电路与第一串联电路并联连接；以及二极管，其反并联连接到每个开关元件。控制单元执行控制，以在ac电压的每个正半周期的前一阶段期间重复地在第一开关元件和第四开关元件导通的状态与第四开关元件导通的状态之间切换，并且在ac电压的每个负半周期的前一阶段期间重复地在第二开关元件和第三开关元件导通的状态与第二开关元件导通的状态之间切换。控制单元还执行控制，以在ac电压的每个正半周期的后一阶段期间重复第二开关元件导通的状态，并在ac电压的每个负半周期的后一阶段期间重复第四开关元件导通的状态。
双向转换电路包括第一串联电路和第二串联电路，该第一串联电路包括串联连接的第一开关元件和第二开关元件，该第二串联电路包括串联连接的第三开关元件和第四开关元件，并且该第二串联电路与第一串联电路并联连接。也就是说，由作为第一至第四开关元件的四个开关元件形成桥接电路。
控制单元执行控制，以通过在ac电压的每个正半周期的前一阶段期间重复地在第一开关元件和第四开关元件导通的状态与第四开关元件导通的状态之间切换，以及在ac电压的每个负半周期的前一阶段期间重复地在第二开关元件和第三开关元件导通的状态与第二开关元件导通的状态之间切换，来进行第一转换。
另外，控制单元执行控制，以通过在ac电压的每个正半周的后一阶段期间重复第二开关元件导通的状态，以及在ac电压的每个负半周期的后一阶段期间重复第四开关元件导通的状态，来进行第二转换。
也就是说，在ac电压的正半周期的前一阶段期间，通过重复地在第一开关元件和第四开关元件导通并且第二开关元件和第三开关元件关断的状态与仅第四开关元件导通的状态之间切换，双向转换电路作为所谓的逆变器来操作，这允许与要被输入/输出的ac电压相反极性的ac电流流过。
另外，在ac电压的正半周期的后一阶段期间，通过重复地在仅第二开关元件导通的状态与第一至第四开关元件全部关断的状态之间切换，双向转换电路作为所谓的pfc电路来操作，这允许与要被输入/输出的ac电压相同极性的ac电流流过。
另外，在ac电压的负半周期的前一阶段期间，通过重复地在第二开关元件和第三开关元件导通并且第一开关元件和第四开关元件关断的状态与仅第二开关元件导通的状态之间切换，双向转换电路作为所谓的逆变器来操作，这允许与要被输入/输出的ac电压相反极性的ac电流流过。
另外，在ac电压的负半周期的后一阶段期间，通过重复地在仅第四开关元件导通的状态和第一至第四开关元件全部关断的状态之间切换，双向转换电路作为所谓的pfc电路来操作，这允许与输入/输出的ac电压相同极性的ac电流流过。
[本发明的详细描述]
将参考用于示出实施例的附图来描述本发明。图1是示出根据本实施例的电力转换设备1的电路配置的一个示例的说明图。根据本实施例的电力转换设备1是安装在例如插电式混合动力电动车辆或电动车辆上并在ac和dc之间执行双向ac-dc转换的绝缘型转换设备(isolatedconversionapparatus)。电力转换设备1包括滤波电路4、具有功率因数校正(pfc)功能的双向转换电路5、双向dc/dc转换器(例如绝缘型dc/dc转换器)6、变压器7、双向转换电路8、控制后面描述的构成每个转换电路的开关元件等的导通和关断的控制单元9。控制单元9设置有设置单元91。
双向转换电路5具有作为转换电路的功能，并且能够执行将dc转换为ac(所谓的逆变器操作)的第一转换和将ac转换为dc(所谓的pfc操作)的第二转换。
双向转换电路5包括具有并联连接的第一串联电路和第二串联电路的电路。第一串联电路包括串联连接的、用作第一开关元件的晶体管51和用作第二开关元件的晶体管52。第二串联电路包括串联连接的、用作第三开关元件的晶体管53和用作第四开关元件的晶体管54。例如，绝缘栅双极型晶体管(以下称为igbt)(但是不限于igbt)可应用于晶体管51、52、53和54，或者，可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(以下称为mosfet)来代替igbt。此外，二极管55、56、57和58分别在晶体管51、52、53和54的集电极和发射极之间反并联地连接(集电极连接到阴极并且发射极连接到阳极)。
晶体管51的发射极和晶体管52的集电极的连接点连接到线圈l1的一端，而晶体管53的发射极和晶体管54的集电极的连接点连接到线圈l2的一端。线圈l1、l2的另一端经由噪声滤波器4分别连接到ac端子t1和t2。在线圈l1、l2的另一端之间连接有电容器c1。ac端子t1和t2连接到诸如商用电源的系统电源2。
滤波电路4设置在双向转换电路5的ac侧，并且包括主要用于移除电源线之间的常模噪声的电容器42和43、主要用于移除电源线之间的共模噪声的电容器44和45、线圈41等。滤波电路4的配置不限于图1所示的示例。
在双向转换电路5的ac侧，连接有用于检测双向转换电路5的ac侧的ac电压的电压检测单元31和用于检测双向转换电路5的ac侧的ac电流的电流检测单元32。电压检测单元31将检测到的电压输出到控制单元9，并且电流检测单元32将检测到的电流输出到控制单元9。要注意的是，双向转换电路5的ac侧的ac电压也被称为系统电压。
双向转换电路6包括并联连接的第一串联电路和第二串联电路。第一串联电路包括串联连接的晶体管61和晶体管62，而第二串联电路包括串联连接的晶体管63和晶体管64。更具体地，晶体管61的发射极与晶体管62的集电极连接，晶体管63的发射极与晶体管64的集电极连接。此外，晶体管61和63的集电极彼此连接，而晶体管62和64的发射极彼此连接。晶体管62和64的发射极连接到双向转换电路5的晶体管52和54的发射极，而晶体管61和63的集电极连接到双向转换电路5的晶体管51和53的集电极。
晶体管61的发射极与晶体管62的集电极的连接点以及晶体管63的发射极以及晶体管64的集电极的连接点连接到变压器7的另一侧。此外，二极管65、66、67和68分别反并联地连接在晶体管61、62、63和64的集电极和发射极之间。
电容器c2连接到双向转换电路5侧的双向转换电路6。也就是说，电容器c2连接在晶体管61的集电极与晶体管62的发射极之间。
控制单元9控制以预定频率(例如50khz，但是所述频率不限于此)来导通和关断晶体管61、62、63和64中的每一个。例如，对于晶体管61、62、63和64中的每一个，可以采用igbt，但不限于igbt，也可以采用mosfet来代替igbt。
双向转换电路8包括并联连接的第一串联电路和第二串联电路。第一串联电路包括串联连接的晶体管81和晶体管82，而第二串联电路包括串联连接的晶体管83和晶体管84。更具体地，晶体管81的发射极与晶体管82的集电极连接，并且晶体管83的发射极与晶体管84的集电极连接。此外，晶体管81和83的集电极彼此连接，而晶体管82和84的发射极彼此连接。晶体管82和84的发射极连接到dc输出端子t4。
电感器l3的一端与晶体管81和83的集电极连接，另一端与dc输出端子t3连接。电容器c3跨接在dc输出端子t3和t4之间。电池3跨接在dc输出端子t3和t4之间。
晶体管81的发射极与晶体管82的集电极的连接点以及晶体管83的发射极与晶体管84的集电极的连接点连接到变压器7的一侧。此外，二极管85、86、87和88分别反并联地连接在晶体管81、82、83和84的集电极和发射极之间。
控制单元9执行控制，来以预定频率(例如50khz，但是所述频率不限于此)导通和关断晶体管81、82、83和84中的每一个。例如，对于晶体管81、82、83和84中的每一个，可以采用igbt，但不限于igbt，也可以采用mosfet来代替igbt。
在充电时，通过双向转换电路5改善从系统电源2提供并且跨ac输入端子t1和t2施加的ac的功率因数并将其转换成dc。转换的dc通过双向转换电路6暂时转换为ac，并且转换的ac进一步由双向转换电路8整流，然后充入电池3中。
在放电时，从电池3提供的dc被双向转换电路8暂时转换为ac，并且转换的ac进一步由双向转换电路6整流为dc。转换的dc由双向转换电路5转换为ac，并且输出所述ac。
下面描述根据本实施例的电力转换设备1(特别是双向转换电路5)的操作。要注意的是，将描述电力转换设备1在充电时的操作，而相同的描述适用于放电时的操作。
图2是示出根据本实施例的电力转换设备1的充电期间的电压和电流的一个示例的示意图。从图2顶部起的第一张图描绘了假设未设置滤波电路4的情况下，跨ac端子t1和t2两端的ac电压vac以及流过ac端子t1和t2的ac电流iac。如图所示，ac电压vac和ac电流iac的相位彼此匹配，并且通过由双向转换电路5执行的pfc操作，功率因数等于1或其值接近1。当从ac端子t1和t2观看电力转换设备1时，阻抗包括简单的电阻分量以及电感和电容。因此，跨ac端子t1和t2两端的电压的电压波形和流过ac端子t1和t2的电流的电流波形的相位偏移。pfc操作控制电流，以使得流过ac端子t1和t2的电流的电流波形的相位随着跨ac端子t1和t2两端的电压的电压波形变化。要注意的是，pfc操作还具有减少谐波电流的功能。
从图2顶部起的第二张图描绘了当连接了滤波电路4时，跨越滤波电路4内的电容器而分流的分流电流ic和跨ac端子t1和t2两端的ac电压vac之间的相位关系。假设滤波电路4中的电容器42、43、44和45的复合电容器由电容器c表示并且线圈41的电感可以忽略，则分流电流ic相对于ac电压vac提前了90°的相位。即使考虑到线圈41的电感，结果也是分流电流ic相对于ac电压vac提前大约90°的相位。
如从图2顶部起的第三张图所示，在连接了滤波电路4的情况下，即使由双向转换电路5执行pfc操作，流过ac端子t1和t2的ac电流iin也与ac电压vac相比相位提前，并且ac电压vac和ac电流iac的相位偏移，从而导致功率因数降低。
因此，如从图2顶部起的第四张图所示，使相对于ac电压vac具有相位延迟的目标电流itg在双向转换电路5的ac侧流过，以使得由于通过滤波电路4分流的分流电流ic导致的相位提前被抵消，以使流过ac端子t1和t2的ac电流iin的相位与ac电压vac的相位彼此一致。也就是说，通过使相对于ac电压vac具有延迟相位的目标电流itg流过，使得相对于ac电压vac具有相位提前的ac电流iin像ac电流iac一样与ac电压vac的相位一致。这使得电力转换设备1的功率因数等于或接近1是可能的。
这里，即使在双向转换电路5作为pfc电路来操作的情况下，如果双向转换电路5的ac侧的ac电压vac与目标电流itg极性相同，则pfc操作允许具有所需峰值的电流流过，而在ac电压(系统电压)vac和目标电流itg极性相反的时间段期间(由从图2顶部起的第四张图中的图案表示的时间段)实际上没有电流可以流过。因此，根据本实施例的电力转换设备1如下所述地操作。
图3示出了根据本实施例的基于双向转换电路5的系统电压与目标电流之间的相位关系的操作的一个示例。在图3中，系统电压是双向转换电路5的ac侧的ac电压，并且目标电流是在双向转换电路5的ac侧流过的ac电流。如图3所示，基于系统电压(ac电压)和目标电流之间的相位关系，将系统电压的一个周期分成四个时间段d1、d2、d3和d4。目标电流的相位相对于系统电压的相位延迟与时间段d1或d3相对应的量。也就是说，目标电流的相位延迟的目标值θ是与时间段d1或d3相对应的相位。
假设时间段d1是系统电压的正半周期的前一阶段，并且系统电压的相位的一个周期是0°到360°，则前一阶段是相位从0°到θ的持续时间。在时间段d1期间，系统电压为正而目标电流为负，这导致系统电压和目标电流具有相反的极性。在时间段d1期间，执行稍后描述的操作p1(第一转换，即逆变器操作)。
假设时间段d2是系统电压的正半周期的后一阶段，并且系统电压的相位的一个周期是0°到360°，则后一阶段是相位从θ到180°的持续时间。在时间段d2期间，系统电压为正且目标电流为正，这导致系统电压和目标电流具有相同的极性。在时间段d2期间，执行稍后描述的操作p2(第二转换，即pfc操作)。
假设时间段d3是系统电压的负半周期的前一阶段，并且系统电压的相位的一个周期是0°到360°，则前一阶段是相位从180°到180°+θ的持续时间。在时间段d3期间，系统电压为负而目标电流为正，这导致系统电压和目标电流具有相反的极性。在时间段d3期间，执行稍后描述的操作p3(第一转换，即逆变器操作)。
假设时间段d4是系统电压的负半周期的后一阶段，并且系统电压的相位的一个周期是0°到360°，则后一阶段是相位从180°+θ到360°的持续时间。在时间段d4期间，系统电压为负且目标电流为负，这导致系统电压和目标电流具有相同的极性。在时间段d4期间，执行稍后描述的操作p4(第二转换，即pfc操作)。
也就是说，控制单元9执行控制，以使得双向转换电路5在ac电压(系统电压)的每个半周期的前一阶段期间进行第一转换(将dc转换为ac的操作，所谓的逆变器操作)，并且使与ac电压相反极性的ac电流(图3中的目标电流)在双向转换电路5的ac侧流过。
此外，控制单元9执行控制，以使得双向转换电路5在ac电压的每个半周期的后一阶段期间进行第二转换(将ac转换为dc的操作，所谓的pfc操作)，并且使与ac电压相同极性的ac电流(图3中的目标电流)在双向转换电路5的ac侧流过。
例如，在ac电压的正半周期的情况下，在前一阶段期间负ac电流流过，并且在后一阶段期间正ac电流(图3中的目标电流)流过。因此，与ac电压相比，ac电流的相位延迟了与前一阶段相对应的时间段(图3中的时间段d1)。类似地，在ac电压的负半周期的情况下，在前一阶段期间正ac电流流过，并且在后一阶段期间负ac电流(图3中的目标电流)流过。因此，与ac电压相比，ac电流的相位延迟了与前一阶段相对应的时间段(图3中的时间段d3)。
在电力转换设备1的充电操作(例如，将系统电压转换成dc电流以对电池3充电的操作)时以及在电力转换设备1的放电操作(例如，将来自电池3的dc电流转换成ac电流以将电力供应到电力系统的操作)时，与ac电压相比，通过滤波电路4的电容器分流的分流电流提前了大约90°相位。由于分流电流的缘故，双向转换电路5的ac侧的ac电压的相位和流过双向转换电路5的ac侧的ac电流的相位偏移，这降低了功率因数。因此，通过在ac电压的每个半周期的前一阶段期间使与ac电压相反极性的ac电流(目标电流)流过，抵消了由于分流电流导致的相位提前，使得ac电压的相位和流过电力转换设备1的ac电流(流过ac端子t1和t2的ac电流)的相位彼此一致，这能够实现例如功率因数改善(使功率因数接近1)。
设置单元91基于由电压检测单元31检测的ac电压vac的峰值v、由电流检测单元32检测到的ac电流(目标电流)itg的峰值i和关于滤波电路4中的电容器的预定值c，来设置相对于ac电压的相位的相位延迟的目标值θ，以便抵消由于通过滤波电路4分流的分流电流导致的相位提前。
例如，可以根据θ＝-arcsin(ωcv/i)来计算目标值θ，其中预定值c是滤波电路中的电容器的复合电容，并且ω是ac电压的角频率(ω＝2πf)。
即使双向转换电路5的ac侧的ac电压或ac电流变化，也可以设置ac电流相对于ac电压的相位的相位延迟的目标值θ，这能够实现功率因数改善。此外，如果双向转换电路5的ac侧的ac电流减小，则更可能受到通过滤波电路4分流的分流电流的相位提前的影响。然而，通过在ac电压的每个半周期内相位直到目标值期间流过与ac电压相反极性的ac电流，抵消了由分流电流导致的相位提前，以使ac电压的相位和流过电力转换设备1的ac电流的相位彼此一致，这能够实现功率因数改善。
以下描述在时间段d1至d4中的每一个时间段期间的操作的细节。图4是根据本实施例的双向转换电路5的时间段d1期间的操作的一个示例的说明图。如图4所示，在时间段d1期间(在ac电压的每个正半周期的前一阶段期间)，控制单元9重复地在晶体管51和54导通并且晶体管52和53关断的状态(图4中的上图)和仅晶体管54导通的状态(图4中的下图)之间执行切换。
在图4中的上图所示的状态下，目标电流itg从双向转换电路5的正dc侧流过晶体管51、电感器l1、电感器l2和晶体管54。同时，在图4中的下图所示的状态下，通过存储在电感器l1和l2中的能量，目标电流itg流过电感器l1和l2、晶体管54和与晶体管52反并联连接的二极管(56)。因此，双向转换电路5操作作为所谓的逆变器，从而使得与输入和输出ac电压vac相反极性的ac电流(目标电流)itg流过。
图5是根据本实施例的双向转换电路5的时间段d2期间的操作的一个示例的说明图。如图5所示，在时间段d2期间(在ac电压的每个正半周的后一阶段期间)，控制单元9重复地在晶体管51至54全部关断的状态(图5中的上图)与仅晶体管52导通的状态(图5中下图)之间执行切换。
在图5中的上图所示的状态下，目标电流itg流过电感器l1、与晶体管51反并联连接的二极管(55)、双向转换电路5的dc侧、与晶体管54反并联连接的二极管(58)、以及电感器l2。同时，在图5中的下图所示的状态下，通过存储在电感器l1和l2中的能量，目标电流itg流过电感器l1、晶体管52、与晶体管54反并联连接的二极管(58)、和电感器l2。因此，双向转换电路5作为所谓的pfc电路来操作，从而使得与输入和输出ac电压vac相同极性的ac电流(目标电流)itg流过。
图6是根据本实施例的双向转换电路5的时间段d3期间的操作的一个示例的说明图。如图6所示，在时间段d3期间(在ac电压的每个负半周的前一阶段期间)，控制单元9重复在晶体管52和53导通并且晶体管51和54关断的状态(图6中上图)与仅晶体管52导通的状态(图6中下图)之间的切换。
在图6中的上图所示的状态下，目标电流itg从双向转换电路5的正dc侧流过晶体管53、电感器l2、电感器l1和晶体管52。同时，在图6中的下图所示的状态下，通过存储在电感器l1和l2中的能量，目标电流itg流过电感器l1、晶体管52、与晶体管54反并联连接的二极管(58)、和电感器l2。因此，双向转换电路5作为所谓的逆变器来操作，从而使得与输入和输出ac电压vac相反极性的ac电流(目标电流)itg流过。
图7是根据本实施例的双向转换电路5的时间段d4期间的操作的一个示例的说明图。如图7所示，在时间段d4期间(在ac电压的每个负半周期的后一阶段期间)，控制单元9重复在所有晶体管51至54关断的状态(图7中的上图)与仅晶体管54导通的状态(图7中的下图)之间的切换。
在图7中的上图所示的状态下，目标电流itg流过电感器l2、与晶体管53反并联连接的二极管(57)、双向转换电路5的dc侧、与晶体管52反并联连接的二极管(56)、和电感器l2。同时，在图7中的下图所示的状态下，通过存储在电感器l1和l2中的能量，目标电流itg流过电感器l2、晶体管54、与晶体管52反并联连接的二极管(56)、和电感器l2。因此，双向转换电路5作为所谓的pfc电路来操作，从而使得与输入和输出ac电压vac相同极性的ac电流(目标电流)itg流过。
图8是示出本实施例的电力转换设备1的处理过程的一个示例的流程图。图8描绘了电力转换设备1的充电操作时的处理过程，然而本实施例也可以应用于放电操作。为了方便起见，以下描述是关于作为控制单元9的处理的主题而进行的。
控制单元9确定是否执行充电操作(s11)，并且如果没有执行充电操作(步骤s11中的“否”)，则继续步骤s11的处理。如果执行充电操作(在s11处为是)，则控制单元9检测ac电压(系统电压)(s12)并检测ac电流(s13)。要注意的是，也可以由电压检测单元31来检测ac电压，并由电流检测单元32来检测ac电流。
控制单元9设置目标电流itg的相位延迟的目标值θ(s14)，并针对ac电压的每个半周期确定当前相位是否直到目标值θ(s15)。如果当前相位直到目标值θ(在s15处为是)，则控制单元9使双向转换电路5执行逆变器操作(第一转换)(s16)，并且执行稍后描述的在步骤s18处的处理。
如果当前相位不是直到目标值θ(步骤s15处的“否”)，则控制单元9使双向转换电路5作为pfc电路来操作(第二转换)(s17)，并且执行稍后描述的在步骤s18处的处理。控制单元9确定所述处理是否要结束(s18)。如果处理没有要结束(步骤s18处的“否”)，则执行步骤s12往后的处理，而如果所述处理要结束(步骤s18处的“是”)，则所述处理结束。
如上所述，根据本实施例，即使在双向转换电路5的ac侧设置包括电容器的滤波电路，由于通过滤波电路分流的分流电流导致的相位提前也被抵消，从而使得功率因数等于或接近1。
尽管在上述实施例中描述了电力转换设备1执行充电操作的情况，但本实施例也可以不受限地应用于电力转换设备1执行放电操作的情况。也就是说，在电力转换设备1执行放电操作的情况下，在图3中的时间段d1期间执行图6中描绘的操作，在图3中的时间段d2期间执行图7中描绘的操作，在图3中的时间段d3期间执行图4中描绘的操作以及在图3中的时间段d4期间执行图5中描绘的操作。
双向转换电路6和8不限于图1中所示的电路配置，并且可以通过其他电路配置来实现。
应该理解，这里公开的实施例在所有方面都是说明性的而不是限制性的。本发明的范围由所附权利要求而不是由上述实施例和示例来限定，并且落入权利要求的含义和界限或这些含义和界限的等同物内的所有变化旨在由权利要求所涵盖。
[附图标记的描述]
4滤波电路
5、6、8双向转换电路
7变压器
9控制单元
41线圈
42、43、44、45电容器
51、52、53、54晶体管
55、56、57、58二极管
61、62、63、64、81、82、83、84晶体管
65、66、67、68、85、86、87、88二极管
91设置单元
l1、l2、l3电感器