高频整流器的制作方法

本发明涉及将高频转换为直流的高频整流器。

背景技术：

作为高频整流器，公知有单分流型整流器。

单分流型整流器例如由以下部分构成：阳极端子接地或与基准电位连接的整流元件即肖特基二极管；输入滤波器，其连接在该肖特基二极管的阴极端子与信号源或接收天线之间；以及输出滤波器，其连接在该肖特基二极管的阴极端子与负载电阻之间。

从信号源或接收天线输出到单分流型整流器的被整流波即高频经由输入滤波器而输入到肖特基二极管。

当高频输入到肖特基二极管时，通过肖特基二极管的非线性，利用肖特基二极管生成高次谐波。

由肖特基二极管生成的高次谐波中的偶数次的高次谐波通过输出滤波器内的电容器进行平滑而被转换为直流。

这里，为了高效地将高频转换为直流，需要使所输入的期望的被整流波的功率没有反射地传递到肖特基二极管，由肖特基二极管产生的高次谐波被封闭而不进行再次放射。因此，从肖特基二极管的阴极端子观察的输入滤波器的阻抗和从肖特基二极管的阴极端子观察的输出滤波器的阻抗需要满足一定的条件。

例如，以下的专利文献1所公开的高频整流器在作为整流元件的二极管的输入侧具有阻抗匹配电路和高次谐波滤波器，并且在二极管的输出侧具有输出滤波器。

该输出滤波器具有与负载并联连接的电容器以及连接该电容器和二极管的传送线路，该传送线路具有被整流波中的基波的频率的四分之一波长的长度。

该输出滤波器的输入阻抗在包含基波的奇数次的高次谐波中成为开路，在偶数次的高次谐波中成为短路。因此，施加给二极管的高频的电压接近矩形波，理论上成为全波整流波形，因此，从高频到直流的转换效率即rf-dc转换效率成为100％。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-23069号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

现有的高频整流器如上所述构成，因此，得到高效的rf-dc转换，但是，存在如下课题：当高频的输入功率较高，施加给整流元件即二极管的电压到达击穿电压时，在相反方向流过电流，因此，rf-dc转换效率降低，最差的情况下，二极管有时产生故障。

另外，如果在相同方向上串联连接多个二极管，则施加给二极管的电压不容易到达击穿电压，但是，由于多个二极管之间产生的电感等寄生成分的影响，施加给多个二极管的电压有时产生不平衡。其结果，存在如下课题：多个二极管中的电压电流特性产生异常，rf-dc转换效率降低，最差的情况下，二极管有时产生故障。

本发明是为了解决上述这种课题而完成的，其目的在于，得到即使被整流波的输入功率较高也能够实现高效的rf-dc转换的高频整流器。

用于解决课题的手段

本发明的高频整流器具有：功率分配器，其对被整流波的功率进行分配，输出第1被整流波和第2被整流波作为功率分配后的被整流波；第1整流器，其对从功率分配器输出的第1被整流波进行整流，生成第1直流电压，将第1直流电压输出到负载的一端；第2整流器，其对从功率分配器输出的第2被整流波进行整流，生成极性与第1直流电压不同的第2直流电压，将第2直流电压输出到负载的另一端；第1直流断路器，其切断功率分配器与第1整流器之间流过的直流；以及第2直流断路器，其切断功率分配器与第2整流器之间流过的直流。

发明效果

根据本发明，构成为具有对被整流波的功率进行分配的功率分配器、切断功率分配器与第1整流器之间流过的直流的第1直流断路器、切断功率分配器与第2整流器之间流过的直流的第2直流断路器，第1整流器对从功率分配器输出的第1被整流波进行整流，生成第1直流电压，将第1直流电压输出到负载的一端，第2整流器对从功率分配器输出的第2被整流波进行整流，生成极性与第1直流电压不同的第2直流电压，将第2直流电压输出到负载的另一端，因此，具有即使被整流波的输入功率较高也能够实现高效的rf-dc转换的效果。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的高频整流器的结构图。

图2是示出第1和第2整流器10、20中包含的输入滤波器11、21的结构图。

图3是示出第1和第2整流器10、20中包含的输出滤波器13、23的结构图。

图4是示出本发明的实施方式1的高频整流器的功率分配器2的结构图。

图5是示出本发明的实施方式2的高频整流器的结构图。

图6是示出本发明的实施方式3的高频整流器的结构图。

图7是示出本发明的实施方式3的高频整流器的功率分配器8的结构图。

图8是示出本发明的实施方式3的高频整流器的其他功率分配器8的结构图。

图9是示出本发明的实施方式4的高频整流器的结构图。

图10是示出本发明的实施方式4的高频整流器的功率分配器9的结构图。

图11是示出本发明的实施方式4的高频整流器的其他功率分配器9的结构图。

图12是示出本发明的实施方式4的高频整流器的其他功率分配器9的结构图。

具体实施方式

下面，为了更加详细地说明本发明，根据附图对用于实施本发明的方式进行说明。

实施方式1

图1是示出本发明的实施方式1的高频整流器的结构图。

在图1中，输入端子1是被输入被整流波即高频rf的端子。

功率分配器2对从输入端子1输入的高频rf的功率进行分配，输出高频rf1(第1被整流波)和高频rf2(第2被整流波)作为功率分配后的高频rf。

在该实施方式1中，假设功率分配器2对从输入端子1输入的高频rf的功率进行二等分，但是，功率分配器2中的功率的分配比是任意的。

并且，在该实施方式1中，假设使用同相分配器作为功率分配器2，从功率分配器2输出的高频rf1和高频rf2的相位为同相。

电容器3是切断功率分配器2与第1整流器10之间流过的直流的第1直流断路器。

电容器4是切断功率分配器2与第2整流器20之间流过的直流的第2直流断路器。

这里，示出第1和第2直流断路器是电容器3、4的例子，但是，只要能够切断功率分配器2与第1和第2整流器10、20之间流过的直流即可，作为第1和第2直流断路器，例如能够使用许可通过高频rf且阻止通过直流的耦合线路等。

第1整流器10具有输入滤波器11、整流部12和输出滤波器13，对从功率分配器2输出的高频rf1进行整流，生成直流电压dc1(第1直流电压)，将该直流电压dc1输出到输出端子5。

第2整流器20具有输入滤波器21、整流部22和输出滤波器23，对从功率分配器2输出的高频rf2进行整流，生成极性与直流电压dc1不同的直流电压dc2(第2直流电压)，将该直流电压dc2输出到输出端子6。

输出端子5是用于将从第1整流器10输出的直流电压dc1输出到负载7的一端的端子。

输出端子6是用于将从第2整流器20输出的直流电压dc2输出到负载7的另一端的端子。

输入滤波器11是如下的滤波器，其用于实现电容器3与整流部12之间的阻抗匹配、并且相对于电容器3而切断由整流部12产生的高次谐波的传播。

整流部12具有二极管12a，对通过了输入滤波器11的高频rf1进行整流，生成直流电压dc1，将该直流电压dc1输出到输出滤波器13。

二极管12a是阳极端子(阳极)接地且阴极端子(阴极)与输入滤波器11的输出侧和输出滤波器13的输入侧连接的第1整流元件。因此，二极管12a的阴极端子经由输入滤波器11而与电容器3连接，并且，经由输出滤波器13而与负载7的一端连接。

输出滤波器13是如下的滤波器，其用于相对于负载7而切断从输入端子1输入的高频rf和由整流部12产生的高次谐波的传播。

这里，示出整流部12具有二极管12a的例子，但是，只要能够对高频rf1进行整流并生成直流电压dc1即可，整流部12也可以代替二极管12a而具有例如晶闸管、晶体管等。

输入滤波器21是如下的滤波器，其用于实现电容器4与整流部22之间的阻抗匹配、并且相对于电容器4而切断由整流部22产生的高次谐波的传播。

整流部22具有二极管22a，对通过了输入滤波器21的高频rf2进行整流，生成极性与直流电压dc1不同的直流电压dc2，将该直流电压dc2输出到输出滤波器23。

二极管22a是阴极端子(阴极)接地且阳极端子(阳极)与输入滤波器21的输出侧和输出滤波器23的输入侧连接的第2整流元件。因此，二极管22a的阳极端子经由输入滤波器21而与电容器4连接，并且，经由输出滤波器23而与负载7的另一端连接。

输出滤波器23是如下的滤波器，其用于相对于负载7而切断从输入端子1输入的高频rf和由整流部22产生的高次谐波的传播。

这里，示出整流部22具有二极管22a的例子，但是，只要能够对高频rf2进行整流并生成直流电压dc2即可，整流部22也可以代替二极管22a而具有例如晶闸管、晶体管等。

图2是示出第1和第2整流器10、20中包含的输入滤波器11、21的结构图。

在图2中，匹配电路31是实现电容器3(或4)与整流部12(或22)之间的阻抗匹配的电路，具有传送线路32和开路短截线33。

传送线路32是一端与电容器3连接的线路。

开路短截线33是一端与电容器3连接的短截线。

高次谐波处理电路34是相对于电容器3(或4)而切断由整流部12(或22)产生的高次谐波的传播的电路。

传送线路35是如下的线路：该线路的一端与传送线路32的另一端连接、另一端与整流部12(或22)连接，该线路具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度。在图2中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

开路短截线36是如下的短截线：该短截线的一端与传送线路32的另一端连接，该短截线具有从输入端子1输入的高频rf中包含的2次高次谐波的频率f2的四分之一波长的长度。在图2中，利用“λ/4@f2”表记2次高次谐波的频率f2的四分之一波长的长度。

图3是示出第1和第2整流器10、20中包含的输出滤波器13、23的结构图。

在图3中，传送线路41是如下的线路：该线路的一端与整流部12(或22)连接、另一端与输出端子5(或6)连接，该线路具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度。在图3中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

电容器42的一端与传送线路41的另一端连接，另一端接地，使从输入端子1输入的高频rf和由整流部12(或22)产生的高次谐波短路。

图4是示出本发明的实施方式1的高频整流器的功率分配器2的结构图。

在图4中，传送线路2a是一端与输入端子1连接、另一端与电容器3连接的线路，传送线路2a具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。在图4中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

传送线路2b是一端与输入端子1连接、另一端与电容器4连接的线路，传送线路2b具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。

电阻2c的一端与传送线路2a的另一端连接，另一端与传送线路2b的另一端连接。

接着，对动作进行说明。

功率分配器2对从输入端子1输入的高频rf的功率进行二等分，输出高频rf1和高频rf2作为功率分配后的高频rf。

从功率分配器2输出的高频rf1经由电容器3输入到第1整流器10，从功率分配器2输出的高频rf2经由电容器4输入到第2整流器20。

输入到第1和第2整流器10、20的高频rf1、高频rf2的功率是通过功率分配器2对从输入端子1输入的高频rf的功率进行二等分后的功率，因此，减少为高频rf的功率的二分之一。因此，与直接提供从输入端子1输入的高频rf的情况相比，施加给二极管12a、22a的电压不容易到达击穿电压。

输入到第1整流器10的高频rf1经由输入滤波器11传播到整流部12。

整流部12所具有的二极管12a通过所输入的高频rf1对阳极端子与阴极端子之间的导通状态进行切换。

即，二极管12a在作为交流的高频rf1的极性为负的期间内，在高频rf1的电压超过二极管12a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通(on)的状态，在高频rf1的电压未超过二极管12a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止(off)的状态。

并且，二极管12a在高频rf1的极性为正的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

在二极管12a的导通状态为导通的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间导通的状态的情况下，在二极管12a中流过顺向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压减小。

在二极管12a的导通状态为截止的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间未导通的状态的情况下，在二极管12a中未流过逆向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压增大。

因此，二极管12a中的阳极端子与阴极端子之间的电压进行时间平均后，向逆向的端子间电压偏移(offset)，利用输出滤波器13进行平滑从而进行整流。

由此，从输出滤波器13输出的直流电压dc1经由输出端子5输出到负载7的一端。

二极管12a的阳极端子接地，对阴极端子提供通过了输入滤波器11的高频rf1，因此，逆向的端子间电压成为正电位。因此，从输出端子5输出的直流电压dc1为正电位+vout。

输入到第2整流器20的高频rf2经由输入滤波器21传播到整流部22。

整流部22所具有的二极管22a通过所输入的高频rf2对阳极端子与阴极端子之间的导通状态进行切换。

即，二极管22a在高频rf2的极性为正的期间内，在高频rf2的电压超过二极管22a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通的状态，在高频rf2的电压未超过二极管22a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

并且，二极管22a在高频rf2的极性为负的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

在二极管22a的导通状态为导通的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间导通的状态的情况下，在二极管22a中流过顺向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压减小。

在二极管22a的导通状态为截止的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间未导通的状态的情况下，在二极管22a中未流过逆向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压增大。

因此，二极管22a中的阳极端子与阴极端子之间的电压进行时间平均后，向逆向的端子间电压偏移，利用输出滤波器23进行平滑从而进行整流。

由此，从输出滤波器23输出的直流电压dc2经由输出端子6输出到负载7的另一端。

二极管22a的阴极端子接地，对阳极端子提供通过了输入滤波器21的高频rf2，因此，逆向的端子间电压成为负电位。因此，从输出端子6输出的直流电压dc2为负电位-vout。

此时，在第1整流器10的输入侧连接有电容器3，因此，由第1整流器10生成的直流电压dc1被电容器3切断，不会流向功率分配器2侧。

并且，在第2整流器20的输入侧连接有电容器4，因此，由第2整流器20生成的直流电压dc2被电容器4切断，不会流向功率分配器2侧。

因此，极性彼此相反的直流电压dc1和直流电压dc2不会短路，从输出端子5输出的正电位+vout的直流电压dc1被输出到负载7的一端，从输出端子6输出的负电位-vout的直流电压dc2被输出到负载7的另一端。

如果通过功率分配器2对高频rf的功率进行等分配，且除了二极管12a和二极管22a的极性以外，第1整流器10和第2整流器20为相同结构，则与整流器的数量为一个的情况相比，向负载7供给2倍的直流电压。

即，如下述的式(1)所示，向负载7供给直流电压dc1与直流电压dc2的电位差δv即较高的电压。

δv＝dc1-dc2

＝+vout-(-vout)

＝2×vout(1)

由以上可知，根据该实施方式1，构成为具有对被整流波即高频rf的功率进行分配并输出高频rf1和高频rf2作为功率分配后的高频rf的功率分配器2、切断功率分配器2与第1整流器10之间流过的直流的电容器3、切断功率分配器2与第2整流器20之间流过的直流的电容器4，第1整流器10对从功率分配器2输出的高频rf1进行整流，生成直流电压dc1，将该直流电压dc1输出到负载7的一端，第2整流器20对从功率分配器2输出的高频rf2进行整流，生成极性与该直流电压dc1不同的直流电压dc2，将该直流电压dc2输出到负载7的另一端，因此，发挥即使被整流波即高频rf的输入功率较高也能够实现高效的rf-dc转换的效果。并且，能够提高输出到负载7的直流电压。

并且，根据该实施方式1，即使在二极管12a与二极管22a之间产生寄生的电感成分，二极管12a、22a也独立地接地，因此，二极管12a、22a的电压电流特性不会产生异常，二极管12a、22a也不会产生故障。

实施方式2

在上述实施方式1中，示出第1整流器10的整流部12具有二极管12a、第2整流器20的整流部22具有二极管22a的例子，但是，在该实施方式2中，对第1整流器10的整流部14具有2个二极管14a、14b、第2整流器20的整流部24具有2个二极管24a、24b的例子进行说明。

图5是示出本发明的实施方式2的高频整流器的结构图，在图5中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。

整流部14具有二极管14a、14b，对通过了输入滤波器11的高频rf1进行整流，生成直流电压dc1，将该直流电压dc1输出到输出滤波器13。

二极管14a是阳极端子(阳极)接地且阴极端子(阴极)与输入滤波器11的输出侧连接的第1整流元件。

二极管14b是阳极端子(阳极)与输入滤波器11的输出侧连接且阴极端子(阴极)与输出滤波器13的输入侧连接的第2整流元件。因此，二极管14a的阴极端子和二极管14b的阳极端子经由输入滤波器11而与电容器3连接，二极管14b的阴极端子经由输出滤波器13而与负载7的一端连接。

这里，示出整流部14具有二极管14a、14b的例子，但是，只要能够对高频rf1进行整流并生成直流电压dc1即可，整流部14也可以代替二极管14a、14b而具有例如晶闸管、晶体管等。

整流部24具有二极管24a、24b，对通过了输入滤波器21的高频rf2进行整流，生成极性与直流电压dc1不同的直流电压dc2，将该直流电压dc2输出到输出滤波器23。

二极管24a是阴极端子(阴极)接地且阳极端子(阳极)与输入滤波器21的输出侧连接的第3整流元件。

二极管24b是阴极端子(阴极)与输入滤波器21的输出侧连接且阳极端子(阳极)与输出滤波器23的输入侧连接的第4整流元件。因此，二极管24a的阳极端子和二极管24b的阴极端子经由输入滤波器21而与电容器4连接，二极管24b的阳极端子经由输出滤波器23而与负载7的另一端连接。

这里，示出整流部24具有二极管24a、24b的例子，但是，只要能够对高频rf2进行整流并生成直流电压dc2即可，整流部24也可以代替二极管24a、24b而具有例如晶闸管、晶体管等。

在该实施方式2中，未安装输出滤波器13、23中的图3的传送线路41。

接着，对动作进行说明。

除了整流部14、24以外，与上述实施方式1相同，因此，这里仅对整流部14、24的动作进行说明。

整流部14、24通过进行倍压整流动作，将直流电压2×dc1、2×dc2输出到输出端子5、6。

输入到第1整流器10的高频rf1经由输入滤波器11传播到整流部14。

整流部14所具有的二极管14a、14b进行导通状态交替成为导通的状态的倍压整流动作。

即，二极管14a在作为交流的高频rf1的极性为负的期间内，在高频rf1的电压超过二极管14a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通的状态，在高频rf1的电压未超过二极管14a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

并且，二极管14a在高频rf1的极性为正的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

另一方面，二极管14b在作为交流的高频rf1的极性为正的期间内，在高频rf1的电压超过二极管14b的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通的状态，在高频rf1的电压未超过二极管14b的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

并且，二极管14b在高频rf1的极性为负的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

在二极管14a、14b的导通状态为导通的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间导通的状态的情况下，在二极管14a、14b中流过顺向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压减小。

在二极管14a、14b的导通状态为截止的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间未导通的状态的情况下，在二极管14a、14b中未流过逆向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压增大。

因此，二极管14a、14b中的阳极端子与阴极端子之间的电压进行时间平均后，向逆向的端子间电压偏移，但是，在任意时间，二极管14a、14b中的任意一方的二极管中的阳极端子与阴极端子之间的电压增大，因此，所偏移的电压成为上述实施方式1中的整流部12的2倍。

整流部14的输出电压利用输出滤波器13进行平滑从而进行整流，从输出滤波器13输出的直流电压2×dc1经由输出端子5输出到负载7的一端。

二极管14a的阳极端子接地，对二极管14a的阴极端子和二极管14b的阳极端子提供通过了输入滤波器11的高频rf1，因此，逆向的端子间电压成为正电位。因此，从输出端子5输出的直流电压2×dc1成为正电位+vout。

输入到第2整流器20的高频rf2经由输入滤波器21传播到整流部24。

整流部24所具有的二极管24a、24b进行导通状态交替成为导通的状态的倍压整流动作。

即，二极管24a在作为交流的高频rf2的极性为正的期间内，在高频rf2的电压超过二极管24a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通的状态，在高频rf2的电压未超过二极管24a的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

并且，二极管24a在高频rf2的极性为负的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

另一方面，二极管24b在作为交流的高频rf2的极性为负的期间内，在高频rf2的电压超过二极管24b的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为导通的状态，在高频rf2的电压未超过二极管24b的阈值电压的情况下，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

并且，二极管24b在高频rf2的极性为正的期间内，阳极端子与阴极端子之间的导通状态成为截止的状态。

在二极管24a、24b的导通状态为导通的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间导通的状态的情况下，在二极管24a、24b中流过顺向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压减小。

在二极管24a、24b的导通状态为截止的状态的情况下、即阳极端子与阴极端子之间未导通的状态的情况下，在二极管24a、24b中未流过逆向的电流，阳极端子与阴极端子之间的电压增大。

因此，二极管24a、24b中的阳极端子与阴极端子之间的电压进行时间平均后，向逆向的端子间电压偏移，但是，在任意时间，二极管24a、24b中的任意一方的二极管中的阳极端子与阴极端子之间的电压增大，因此，所偏移的电压成为上述实施方式1中的整流部22的2倍。

整流部24的输出电压利用输出滤波器23进行平滑从而进行整流，从输出滤波器23输出的直流电压2×dc2经由输出端子6输出到负载7的另一端。

二极管24a的阴极端子接地，对二极管24a的阳极端子和二极管24b的阴极端子提供通过了输入滤波器21的高频rf2，因此，逆向的端子间电压成为负电位。因此，从输出端子6输出的直流电压2×dc2成为负电位-vout。

由以上可知，根据该实施方式2，构成为整流部14具有阳极端子接地且阴极端子与输入滤波器11的输出侧连接的二极管14a、以及阳极端子与输入滤波器11的输出侧连接且阴极端子与输出滤波器13的输入侧连接的二极管14b，整流部24具有阴极端子接地且阳极端子与输入滤波器21的输出侧连接的二极管24a、以及阴极端子与输入滤波器21的输出侧连接且阳极端子与输出滤波器23的输入侧连接的二极管24b，因此，与上述实施方式1同样，即使被整流波即高频rf的输入功率较高也能够实现高效的rf-dc转换，而且，与上述实施方式1相比，还发挥能够提高输出到负载7的直流电压的效果。

实施方式3

在上述实施方式1、2中，示出使用同相分配器作为功率分配器2的例子，但是，也可以使用90度分配器作为功率分配器。

图6是示出本发明的实施方式3的高频整流器的结构图，在图6中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。

功率分配器8对从输入端子1输入的高频rf的功率进行分配，输出高频rf1(第1被整流波)和高频rf2(第2被整流波)作为功率分配后的高频rf。

在该实施方式3中，假设功率分配器8对从输入端子1输入的高频rf的功率进行二等分，但是，功率分配器8中的功率的分配比是任意的。

并且，在该实施方式3中，假设使用90度分配器作为功率分配器8，从功率分配器8输出的高频rf1和高频rf2的相位差为90度。

图6的高频整流器示出代替图1的高频整流器中的功率分配器2而设置有功率分配器8的例子，但是，也可以代替图5的高频整流器中的功率分配器2而设置有功率分配器8。

图7是示出本发明的实施方式3的高频整流器的功率分配器8的结构图。

在图7中，传送线路8a是一端与输入端子1连接、另一端与电容器3连接的线路，传送线路8a具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。在图7中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

传送线路8b是一端与输入端子1连接的线路，传送线路8b具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。

电阻8c的一端与传送线路8a的另一端连接，另一端与传送线路8b的另一端连接。

传送线路8d是一端与传送线路8b的另一端连接、另一端与电容器4连接的线路，传送线路8d具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度。

在该实施方式3中，使用90度分配器作为功率分配器8，因此，从功率分配器8输出的高频rf1和高频rf2之间的相位差为90度，功率分配器8的输出成为正交输出。

这样，通过使用90度分配器作为功率分配器8，能够抑制从输入端子1输入到功率分配器8的高频rf的反射，减少针对未图示的其他器件的影响。

在该实施方式3中，示出使用图7所示的90度分配器作为功率分配器8的例子，但是，90度分配器不限于图7的结构，也可以是图8所示的90°混合器(hybrid)。

图8是示出本发明的实施方式3的高频整流器的其他功率分配器8的结构图。

在图8中，传送线路8e是一端与输入端子1连接、另一端与电容器3连接的线路，传送线路8e具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有z0/√2的阻抗。在图8中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

传送线路8f是一端经由电阻8h接地、另一端与电容器4连接的线路，传送线路8f具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有z0/√2的阻抗。

传送线路8g是一端与输入端子1连接、另一端经由电阻8h接地的线路，传送线路8g具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有z0的阻抗。

电阻8h的一端与传送线路8f的一端和传送线路8g的另一端连接，另一端接地。

传送线路8i是一端与传送线路8e的另一端连接、另一端与传送线路8f的另一端连接的线路，传送线路8g具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有z0的阻抗。

实施方式4

在上述实施方式1、2中，示出使用同相分配器作为功率分配器2的例子，但是，也可以使用180度分配器作为功率分配器。

图9是示出本发明的实施方式4的高频整流器的结构图，在图9中，与图1相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。

功率分配器9对从输入端子1输入的高频rf的功率进行分配，输出高频rf1(第1被整流波)和高频rf2(第2被整流波)作为功率分配后的高频rf。

在该实施方式4中，假设功率分配器9对从输入端子1输入的高频rf的功率进行二等分，但是，功率分配器9中的功率的分配比是任意的。

并且，在该实施方式4中，假设使用180度分配器作为功率分配器9，从功率分配器9输出的高频rf1和高频rf2的相位差为180度。

图9的高频整流器示出代替图1的高频整流器中的功率分配器2而设置有功率分配器9的例子，但是，也可以代替图5的高频整流器中的功率分配器2而设置有功率分配器9。

图10是示出本发明的实施方式4的高频整流器的功率分配器9的结构图。

在图10中，传送线路9a是一端与输入端子1连接、另一端与电容器3连接的线路，传送线路9a具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。在图10中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度。

传送线路9b是一端与输入端子1连接的线路，传送线路9b具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的四分之一波长的长度，具有√2×z0的阻抗。

电阻9c的一端与传送线路9a的另一端连接，另一端与传送线路9b的另一端连接。

传送线路9d是一端与传送线路9b的另一端连接、另一端与电容器4连接的线路，传送线路9d具有从输入端子1输入的高频rf中包含的基波的频率f1的二分之一波长的长度。在图10中，利用“λ/2@f1”表记基波的频率f1的二分之一波长的长度。

在该实施方式4中，使用180度分配器作为功率分配器9，因此，从功率分配器9输出的高频rf1和高频rf2的相位差为180度，功率分配器9的输出成为差动输出。

这样，通过使用180度分配器作为功率分配器9，输出到负载7的直流电压dc1、dc2的波纹(ripple)在输出端子5和输出端子6中成为反相，直流电压dc1、dc2的波纹抵消，因此，能够向负载7供给稳定的直流电压dc1、dc2。

在该实施方式4中，示出使用图10所示的180度分配器作为功率分配器9的例子，但是，180度分配器不限于图10的结构，也可以是图11或图12所示的结构。

图11是示出本发明的实施方式4的高频整流器的其他功率分配器9的结构图。在图11中，与图10相同的标号表示相同或相当部分，因此省略说明。

旁通滤波器9e例如是由电容器和电感器构成的t型滤波器，一端与传送线路9a的另一端连接，另一端与电容器3连接。

低通滤波器9f例如是由电感器和电容器构成的t型滤波器，一端与传送线路9b的另一端连接，另一端与电容器4连接。

图12是示出本发明的实施方式4的高频整流器的另一个功率分配器9的结构图。

在图12的例子中，使用180°混合器(hybrid)作为功率分配器9，具有一周为基波的频率f1的四分之六波长的长度的环状线路9g。

在环状线路9g中，在从与输入端子1连接的连接点9g1起基波的频率f1的四分之一波长的位置设置有与电容器3连接的连接点9g2，在从与电容器3连接的连接点9g2起基波的频率f1的四分之一波长的位置设置有与电阻9h连接的连接点9g3。

并且，在从与电阻9h连接的连接点9g3起基波的频率f1的四分之一波长的位置设置有与电容器4连接的连接点9g4。

在图12中，利用“λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之一波长的长度，利用“3λ/4@f1”表记基波的频率f1的四分之三波长的长度。

另外，本申请发明能够在其发明范围内进行各实施方式的自由组合或各实施方式的任意结构要素的变形、或各实施方式中的任意结构要素的省略。

产业上的可利用性

本发明适用于将被整流波转换为直流的高频整流器。

标号说明

1：输入端子；2：功率分配器；2a、2b：传送线路；2c：电阻；3：电容器(第1直流断路器)；4：电容器(第2直流断路器)；5、6：输出端子；7：负载；8：功率分配器；8a、8b、8d、8e、8f、8g、8i：传送线路；8c、8h：电阻；9：功率分配器；9a、9b、9d：传送线路；9c：电阻；9e：旁通滤波器；9f：低通滤波器；9g：环状线路；9g1～9g4：连接点；9h：电阻；10：第1整流器；11：输入滤波器；12：整流部；12a：二极管(第1整流元件)；13：输出滤波器；14a：二极管(第1整流元件)；14b：二极管(第2整流元件)；20：第2整流器；21：输入滤波器；22：整流部；22a：二极管(第2整流元件)；23：输出滤波器；24a：二极管(第3整流元件)；24b：二极管(第4整流元件)；31：匹配电路；32：传送线路；33：开路短截线；34：高次谐波处理电路；35：传送线路；36：开路短截线；41：传送线路；42：电容器。