单周期三相三开关功率因数校正PWM调制方法及调制器与流程

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，具体涉及一种单周期三相三开关功率因数校正PWM调制方法及调制器。

背景技术：

随着电力电子技术的广泛应用，电网谐波污染带来的危害越来越引起人们的关注。接入电网的设备所产生的电流谐波极大地影响了电网的安全，严重时可使得接入同一电网的设备不能正常工作，甚至造成部分设备的损坏。这些严重的后果迫使人们对电能变换装置提出输入电流总谐波失真(THD)的限制以及功率因数(PF)的要求。且从节能减排的方面，要求该装置尽可能的提高效率。因此，用电设备的功率因数校正及其转换效率，近年来一直是业界十分关注的研究课题，而且今后必将越来越重视。由于三相设备往往功率较大，因此三相功率因数校正的应用就占据有十分重要的位置。

将单周期控制技术应用于三相功率因数校正具有很多优势，它使得电路简洁、动态响应快、稳定性好且易于实现。采用最低开关损耗的调制方法，可进一步提高了传统单周期三相三开关功率因数校正电路的效率，是一个很有现实意义且很有必要的研究课题。

图1为三相三开关功率因数校正的电路原理框图。根据图1中的三相三开关功率因数校正的电路的主电路及其等效平均模型，我们可以推导出三相三开关功率因数校正控制方程：

其方程式的功能为PWM调制器，式中Vm为误差放大器的输出，τ为积分器的时间常数，在本方程式中要求τ＝TS，这里的TS就是该积分器的工作周期，也是该单周期功率因数校正电路的工作周期,方程式左边为相电流检测电路。

传统的三相三开关功率因数校正PWM调制器实现方案的电路框图可参见图2。由图2可见，由N1构成的误差放大器的两个输入连接至参考基准和取样电压，N1的输出端的输出为误差放大器的输出-Vm；误差放大器的输出端连接至由N2构成的积分器的输入端，积分器在一个积分周期内的输出为：Vm*(t/τ)；积分器输出端连接至由N3构成的加法器的一个反向输入端，加法器的另一个反向输入端连接至误差放大器的输出端，加法器的输出为：Vm*(1-t/τ)，该输出即为上述控制方程中调制用的三角波信号。为实现三相电流的PWM调制，调制器采用了三个比较器N4、N5及N6，它们的输出G1、G2及G3分别为三相三开关功率因数校正调制的三个功率开关的控制信号。因此可见，单周期三相三开关功率因数校正的工作周期，就决定了其三个主功率开关的工作频率，工作频率越高，开关的次数就越多，所带来的开关损耗就越大，主功率电路中的二极管的反向恢复损耗也越大。该因素限制了传统单周期三开关功率因数校正电路的工作频率的进一步提高或者效率的进一步提升。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷和迫切技术需求，本发明提出一种降低开关损耗的单周期三相三开关功率因数校正调制方法及调制器，采用两个三角波信号参与调制，并将调制结果进行分配控制，使得在相同的工作频率的条件下，比传统单周期三相三开关功率因数校正电路的实际开关次数减少三分之一，可以较好地解决传统单周期三相三开关功率因数校正电路因工作频率的提高所带来的损耗加大的不足。

为了实现本发明的技术目的，本发明提供一种单周期三相三开关功率因数校正调制方法，该方法包括以下步骤：

将参考基准与取样电压进行比较，对比较所得的误差电压放大和积分得到第一三角波；

对误差电压与第一三角波进行运算，得到第二三角波；

将三相电流采样信号经绝对值运算后与第一三角波进行比较，输出第一组比较结果；

将三相电流采样信号经绝对值运算后与第二三角波进行比较，输出第二组比较结果；

对三相电流采样信号进行过零检测，根据过零检测信号将一个正弦信号周期分为六个时间分区；

将第一组比较结果和第二组比较结果作为PWM调制输入，PWM调制输出三相开关在六个时间分区内的控制信号。

进一步地，所述六个时间分区表示为：

1分区：a相采样电流＞0且c相采样电流＞0；

2分区：b相采样电流＜0且c相采样电流＜0；

3分区：a相采样电流＞0且b相采样电流＞0；

4分区：a相采样电流＜0且c相采样电流＜0；

5分区：b相采样电流＞0且c相采样电流＞0；

6分区：a相采样电流＜0且b相采样电流＜0。

进一步地，

将三相电流采样信号经绝对值运算后与第一三角波进行比较，输出第一比较结果表示为Pa1、Pb1、Pc1；

将三相电流采样信号经绝对值运算后与第二三角波进行比较，输出第二比较结果表示为Pa2、Pb2、Pc2；

所述PWM调制输出的a相电路开关控制信号G1在六个时间分区的输出信号分别为：

1分区：Pa2+Pb1；

2分区：0；

3分区：Pa2+Pc1；

4分区：Pa2+Pb1；

5分区：0；

6分区：Pa2+Pc1；

所述PWM调制输出的b相电路开关控制信号G2在六个时间分区的输出信号分别为：

1分区：0；

2分区：Pb2+Pa1；

3分区：Pb2+Pc1；

4分区：0；

5分区：Pb2+Pa1；

6分区：Pb2+Pc1；

所述PWM调制输出的c相电路开关控制信号G3在六个时间分区的输出信号分别为：

1分区：Pc2+Pb1；

2分区：Pc2+Pa1；

3分区：0；

4分区：Pc2+Pb1；

5分区：Pc2+Pa1；

6分区：0。

进一步地，所述PWM调制原则是：实现所述PWM调制的最大电流绝对值相开关不动，将最大电流绝对值相的调制结果叠加于另外两相。

一种单周期三相三开关功率因数校正调制器，包括误差放大器、积分器、加法器、第一组比较器、第二组比较器、过零检测电路、绝对值电路、相位分区及PWM信号分配控制逻辑电路；

误差放大器的两个输入分别输入参考基准和采样电压，误差放大器的输出端连接积分器的反向输入端，积分器的同向输入端接地，积分器的复位端接复位信号,积分器的输出端连接加法器的一个反向输入端，加法器的另一个反向输入端连接误差放大器的输出端；

第一组比较器包括三个第一比较器，三个第一比较器的同向输入端均连接积分器的输出端，三个第一比较器的反向输入端分别连接三个绝对值电路的输出端，三个第一比较器的输出端连接PWM逻辑控制电路的输入端；

第二组比较器包括三个第二比较器，三个第二比较器的同向输入端均连接加法器的输出端，三个第二比较器的反向输入端分别连接三个绝对值电路的输出端，三个第二比较器的输出端连接相位分区及PWM信号分配控制逻辑电路的输入端；

三个绝对值电路的输入端分别输入三相电流的取样信号；

过零检测电路的三个输入端分别输入三相电流的取样信号,过零检测电路的三个输出端连接相位分区及PWM信号分配控制逻辑电路的输入端。

本发明的有益技术效果体现在：

首先分析传统的单周期三相三开关功率因数校正PWM调制器电路方案，参见图2，图2为传统的单周期三相三开关功率因数校正PWM调制器实现方案的电路框图。由该PWM调制器电路可见，三相电流取样信号RS*ia、RS*ib、RS*ic分别经绝对值运算后，与同一个三角波进行比较，令G1、G2及G3分别得到的比较结果为Pa2、Pb2、Pc2。这里的Pa2、Pb2、Pc2为三个脉宽不同的脉冲信号，它们有相同的起始点，有不同的终止点，它们的脉宽取决于与该三角波进行比较的电流取样信号的瞬时值，可见Pa2、Pb2、Pc2这三个脉冲信号在时间上有一部分是相互重叠的。

要实现低开关损耗的单周期三相三开关功率因数校正的PWM调制，本发明可采用最大电流绝对值相开关不动的方法：让最大电流绝对值相开关不动，将最大电流绝对值相的调制结果相加于另外两相。而由前面的分析得到的结论是：Pa2、Pb2、Pc2这三个脉冲信号在时间上有一部分是相互重叠的。这个结论告诉我们，上述的三个脉冲信号两两直接相加，是不可能的，它们之间的时间重叠令两个脉冲宽度的相加成为一个难以实现的问题。如何才能将上述两个脉冲信号没有间隔没有重叠的加在一起，并且它们的脉宽是随时变化的。解决不了这个问题，就不可能实现该低开关损耗单周期三相三开关功率因数校正的PWM调制。

针对上述问题，本发明提出的PWM调制器的电路方案很好地解决了这个难题，本发明通过引进另一个三角波信号来参与调制，这另一个三角波与前一个三角波幅度相等，且有着相同的重复周期及重合的始终点，这另一个三角波的上升时间为其重复周期，下降时间为0；原三角波的上升时间为0，下降时间为其重复周期。令这另一个三角波为第一三角波1，原三角波为第二三角波2，这两个三角波信号的示意波形请参见图4。

三相电流取样信号RS*ia、RS*ib、RS*ic分别经绝对值运算后，与第一三角波1进行比较，我们令得到的比较结果为Pa1、Pb1、Pc1。这里的Pa1、Pb1、Pc1为三个脉宽不同的脉冲信号，它们有不同的起始点，但有相同的终止点，它们的脉宽取决于与该三角波进行比较的电流取样信号的瞬时值。

上述Pa1、Pa2为电流取样信号RS*ia经绝对值运算后与第一三角波1、第二三角波2进行比较的结果；上述Pb1、Pb2为电流取样信号RS*ib经绝对值运算后与第一三角波1、第二三角波2进行比较的结果；上述Pc1、Pc2为电流取样信号RS*ic经绝对值运算后与第一三角波1、第二三角波2进行比较的结果；由前面的描述可知，上述两个三角波为等底同高的三角形。当它们与同一个电压值进行比较时，是在求这两个三角波各自大于所比较的电压的时间即脉宽，根据三角函数或者平面几何的知识很容易得到其脉宽为：Pa1＝Pa2、Pb1＝Pb2、Pc1＝Pc2，其中Pa2、Pb2、Pc2有共同的起点，Pa1、Pb1、Pc1有共同的终点，并且这个起点及终点是同一个重合的点。这样就使得Pa1、Pb1、Pc1中的任一个脉冲可以和Pa2、Pb2、Pc2中任一个脉冲没有间隔没有重叠的相加在一起了。并且可以没有脉宽误差地去用Pa1、Pb1或者Pc1，在Pa2、Pb2或者Pc2为电流绝对值最大相时，去替代它们与另外两相相加了，从而解决了前面提出的问题，可以很好地实现该低开关损耗单周期三相三开关功率因数校正的PWM调制。

本发明提出的一种单周期三相三开关功率因数校正PWM调制器，可实现单周期三相三开关功率因数校正电路的每一相调制开关在电流绝对值最大的区域不动作，使得其各相开关的开关次数均减少了三分之一，且是在电流绝对值最大的区域。由此使得主调制开关的开关总损耗降低了三分之一以上，主电路二极管的反向恢复总损耗也降低了三分之一，较好地解决了单周期三相三开关功率因数校正电路的工作频率的提高与效率的提升之间的矛盾。

附图说明

图1为单周期三相三开关功率因数校正电路原理示意框图；

图2为现有单周期三相三开关功率因数校正电路PWM调制器实现方案电路原理示意框图；

图3为本发明一种单周期三相三开关功率因数校正PWM调制器较佳实施方式电路框图；

图4为本发明中所采用的第一三角波1、第二三角波2的示意波形图；

图5为采用本发明提出的PWM调制器构成的三相三开关功率因数校正电路的三相控制开关的电流波形图；

图6为采用本发明提出的PWM调制器构成的三相三开关功率因数校正电路三相输入的电流波形图；

图7为采用本发明提出的PWM调制器构成的三相三开关功率因数校正电路A相输入电流(THD)总谐波失真图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提出的一种单周期三相三开关功率因数校正PWM调制器的较佳实施方式，请参见图3，具体说明如下：

由参考基准、误差放大器、积分器和加法器构成的第一三角波1及第二三角波2形成电路、绝对值电路、过零检测电路、比较器、相位分区及PWM信号分配控制逻辑电路构成。上述第一三角波1及第二三角波2有着相同的重复周期和相同的幅度，第一三角波1的上升时间为其重复周期，下降时间为0；第而三角波2的上升时间为0，下降时间为其重复周期且两个三角波的始终点重叠。该调制器采用上述两个三角波同时参与调制，且根据输入电流的相位区域，对两组调制结果进行分配控制。

上述PWM调制器，其由Z1、Z2及运算放大器N1构成的误差放大器的两个输入连接至参考基准和采样电压，误差放大器的运算放大器N1输出端连接至由R1、C1及运算放大器N2构成的积分器的输入端，积分器的运算放大器N2的输出端连接至由R2、R3、R4、及运算放大器N3构成的加法器的反向输入端，积分器的复位端连接复位信号,加法器的另一个反向输入端连接至误差放大器的运算放大器N1的输出端，上述积分器的输出信号即为第一三角波1，加法器的输出信号即为第二三角波2。

三相电流的取样信号RS*ia、RS*ib、RS*ic分别连接至三个绝对值电路的输入端，经绝对值运算后送入两组比较器的反向输入端，第一组比较器由N10、N11、N12构成与第一三角波1进行比较，第一路绝对值电路的输出端连接至比较器N10的反向输入端，第二路绝对值电路的输出端连接至比较器N11的反向输入端，第三路绝对值电路的输出端连接至比较器N12的反向输入端，第一三角波1连接至比较器N10、N11及N12的同向输入端，其比较结果为Pa1、Pb1、Pc1；第二组比较器由N7、N8、N9构成与第二三角波2进行比较，第一路绝对值电路的输出端连接至比较器N7的反向输入端，第二路绝对值电路的输出端连接至比较器N8的反向输入端，第三路绝对值电路的输出端连接至比较器N9的反向输入端，第二三角波连接至比较器N7、N8、N9的同向输入端，其比较结果为Pa2、Pb2、Pc2。

同时三相电流RS*ia、RS*ib、RS*ic分别经由N4、N5及N6构成的过零检测电路进行过零检测，RS*ia、RS*ib、RS*ic分别连接至N4、N5、N6的同向输入端，过零检测的结果送至相位分区及PWM信号分配控制逻辑电路。

电流相位分区电路根据三个电流过零比较器的输出，将一个360°的正弦周期划分为6个时间分区，它们分别为：

1分区(RS*ia＞0、RS*ic＞0)；

2分区(RS*ib＜0、RS*ic＜0)；

3分区(RS*ia＞0、RS*ib＞0)；

4分区(RS*ia＜0、RS*ic＜0)；

5分区(RS*ib＞0、RS*ic＞0)；

6分区(RS*ia＜0、RS*ib＜0)。

为便于进行逻辑电路设计，我们令上述分区结果为：当RS*ia＞0时令其结果为A，反之为(A-)；当RS*ib＞0时令其结果为B，反之为(B-)；当RS*ic＞0时令其结果为C，反之为(C-)。以此检测结果将输入电流的一个360°的正弦周期划分为6个时间分区，它们逻辑表达式分别为：

1分区＝A*C；

2分区＝(B-)*(C-)；

3分区＝A*B；

4分区＝(A-)*(C-)；

5分区＝B*C；

6分区＝(A-)*(B-)；

将上述两组比较器的输出及过零比较器的输出连接至由CPLD构成的电流相位分区电路及PWM信号分配控制电路，经逻辑运算即可得到我们所需的三相控制开关S1、S2、S3的驱动控制信号G1、G2、G3。

设计相应的逻辑电路，使得所述CPLD内的PWM信号分配控制逻辑电路的A相电路开关S1的控制信号输出G1在6个分区时间的输出信号分别为：

1分区：Pa2+Pb1；

2分区：0；

3分区：Pa2+Pc1；

4分区：Pa2+Pb1；

5分区：0；

6分区：Pa2+Pc1；

使得CPLD内的PWM信号分配控制逻辑电路的B相电路开关S2的控制信号输出G2在6个分区时间的输出信号分别为：

1分区：0；

2分区：Pb2+Pa1；

3分区：Pb2+Pc1；

4分区：0；

5分区：Pb2+Pa1；

6分区：Pb2+Pc1；

使得CPLD内的PWM信号组合及分配电路的C相电路开关S3的控制信号输出G3在6个分区时间的输出信号分别为：

1分区：Pc2+Pb1；

2分区：Pc2+Pa1；

3分区：0；

4分区：Pc2+Pb1；

5分区：Pc2+Pa1；

6分区：0；

根据上述条件，我们得到G1、G2、G3逻辑表达式为：

G1＝A*C*(Pa2+Pb1)+A*B*(Pa2+Pc1)+(A-)*(C-)*(Pa2+Pb1)+(A-)*(B-)*(Pa2+Pc1)；

G2＝(B-)*(C-)*(Pb2+Pa1)+A*B*(Pb2+Pc1)+B*C*(Pb2+Pa1)+(A-)*(B-)*(Pb2+Pc1)；

G3＝A*C*(Pc2+Pb1)+(B-)*(C-)*(Pc2+Pa1)+(A-)*(C-)*(Pc2+Pb1)+B*C*(Pc2+Pa1)。

G1、G2、G3即为我们所需的PWM调制器的控制信号输出。为消除由两个比较器的输出结果相加时可能产生的毛刺，将G1、G2、G3的输出分别连接至三个D触发器的D输入端，时钟信号的频率为该调制器工作频率的100倍左右即可，三个D触发器的Q端即为我们所需的实际控制信号输出。

图4、图5、图6为采用本发明提出PWM调制器及及相关电路构成的三相三开关功率因数校正电路的相关波形。本例中三相功率因数校正电路工作于380V/50Hz输入，输出DC620V，输出功率6kW，工作频率为25kHz。图5为三相校正控制开关的电流波形，图中明显可见，电流开关有三分之一的时间是没有动作的，图6为三相输入电流波形，图7为电流波形的总谐波失真(THD)，其值仅为百分之一多一点。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。