一种高效率半无桥功率因数校正变换器的制作方法

本发明涉及一种软开关功率因数校正变换器，更具体的，涉及一种应用于大、中功率场合的零电压转换半无桥功率因数校正变换器。

背景技术：

在各类电力电子装置前级增加单相功率因数校正变换器是目前解决电网谐波污染的主要途径。在单相功率因数校正变换器拓扑中，通用的无桥Boost PFC变换器由于大幅降低了导通损耗，成为大、中功率应用场合较为理想的变换器拓扑。但其固有的高共模干扰给它在工业界的应用带来很大的局限性。针对上述问题，已有文献提出了半无桥Boost PFC变换器，如图1所示。该变换器通过增加两个回路二极管(慢恢复二极管)将电源与功率地连接起来，大幅降低了无桥Boost PFC变换器的共模干扰。同时保留了无桥Boost PFC变换器导通损耗低的优势，并适合工作于电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)，是无桥Boost PFC变换器中最有发展前途的改进变换器拓扑。

半无桥Boost PFC变换器仅降低了导通损耗，对于降低开关损耗，目前的研究主要集中在零电压转换技术(Zero-Voltage Transition,ZVT)的研究上。总体而言，ZVT技术均可大幅减小变换器升压二极管的反向恢复损耗，实现主开关管的零电压开关(Zero-Voltage Switching,ZVS)并且不增加主开关器件的电压应力。而如何降低辅助开关管的开关损耗是进一步提升效率的关键。目前，ZVT技术的研究可分为两类，其一是在主电路中增加各类以谐振电感和谐振电容为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的软关断；其二是在主电路中增加各类以自耦变压器为主的有源辅助谐振支路以实现辅助开关管的准零电流关断(Zero-Current Switching,ZCS)。相较而言，后一类方案可以进一步改善辅助开关管的关断特性，提升整机效率。但由于自耦变压器在辅助开关管关断时存在激磁电流，形成环流后使得谐振电感与辅助开关管寄生电容产生寄生振荡。这会降低了此类变换器的功率因数，同时还增加了辅助开关管的关断损耗。

为解决以上问题，专利CN202034900U公开了一种ZVT半无桥Boost PFC变换器拓扑结构，如图2所示。该变换器的有源辅助谐振支路包含了一个RCD箝位网络，由箝位电阻R_c、箝位电容C_c、箝位二极管D_c组成。其作用是当辅助开关管关断时，大部分自耦变压器激磁电流被导入RCD箝位网络并在箝位网络中消耗掉，进而抑制了辅助开关管的寄生振荡。这种方法存在两个主要问题，其一，辅助开关管关断时仍存在激磁电流，仅能实现其准ZCS关断；其二，自耦变压器激磁能量全部在电路中被消耗掉，而RCD箝位网络自身也存在一定的损耗。因此该方法无法提升整机效率。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种ZVT半无桥功率因数校正变换器，同样能够在辅助开关管关断时完全抑制其寄生振荡，还能够解决现有技术中变换器仅能实现辅助开关管的准ZCS关断，而且自耦变压器的激磁能量全部在变换器中消耗掉的技术问题。

一种高效率的半无桥功率因数校正变换器，包括半无桥Boost PFC变换器主电路和一个有源辅助谐振支路，如图3所示。其中：

所述半无桥Boost PFC变换器主电路包括第一升压电感、第二升压电感、第一主开关管、第二主开关管、第一二极管、第二二极管、第八二极管、第九二极管和滤波电容；主电路中第一二极管阳极接第一主开关管的漏极和第一升压电感一端，第二二极管阳极接第二主开关管的漏极和第二升压电感一端；第一升压电感另一端和第八二极管阴极相连，用于接输入电源的一端；第二升压电感另一端和第九二极管阴极相连，用于接输入电源的另一端。

所述有源辅助谐振支路包括辅助开关管、第一谐振电感、第二谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、第四谐振电容、自耦变压器、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第十二极管、第十一二极管和第十二二极管；所述第十二极管、第十一二极管反并联于两个主开关管两端，第一谐振电容、第二谐振电容并联于两个主开关管两端；所述第十二二极管反并联于辅助开关管两端，第三谐振电容并联于辅助开关管两端；所述第三二极管、第四二极管阳极分别接于两个升压电感一端，阴极接于第一谐振电感一端；所述自耦变压器具有输入端、公共绕组公共端和串联绕组输出端，其输入端接于第一谐振电感另一端，其公共绕组公共端接于辅助开关管的漏极和第四谐振电容的一端，其串联绕组输出端接于第五二极管阳极；第四谐振电容的另一端接于第六二极管阳极和第二谐振电感的一端，第二谐振电感的另一端接于第七二极管阴极；所述第一二极管、第二二极管、第五二极管、第六二极管阴极连接到滤波电容正极；所述第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管阳极，第一主开关管、第二主开关管、辅助开关管的源极，第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容一端一起连接到滤波电容负极；滤波电容两端用于外接负载。

其中，第八二极管(D_a)、第九二极管(D_b)为慢恢复二极管；第十二极管(D_S1)、第十一二极管(D_S2)、第十二二极管(D_Sr)由各开关管体二极管替代；第三谐振电容(C_Sr)由辅助开关管输出寄生电容替代；谐振电感电感值应包含自耦变压器等效漏感值。

本发明提出的变换器具有两个优势：其一，变换器通过增加一个LCD箝位网络，实现了辅助开关管的完全ZCS关断；其二，自耦变压器绝大部分激磁能量和漏感能量被馈入到负载中，另外由于LCD箝位网络中不存在箝位电阻，因此该网络还是无损的。以上优势使得本发明提出的变换器可以进一步提升整机效率。

附图说明

图1是已有文献公开的半无桥Boost PFC变换器拓扑；

图2是专利CN202034900U公开的变换器拓扑；

图3是本发明提出的变换器拓扑；

图4是变换器关键波形；

图5是变换器工作模态分析。

在所有附图中，相同的附图标记用来表示相同的元件或结构，其中：

第一主开关管-S₁、第二主开关管-S₂、第一升压电感-L₁、第二升压电感-L₂、第一二极管-D₁、第二二极管-D₂、第八二极管-D_a、第九二极管-D_b、滤波电容-C_o；辅助开关管-S_r、自耦变压器-T_r、第一谐振电感-L_r、第二谐振电感-L_c、第一谐振电容-C_S1、第二谐振电容-C_S2、第三谐振电容-C_Sr、第四谐振电容-C_c、第三二极管-D₃、第四二极管-D₄、第五二极管-D₅、第六二极管-D_c1、第七二极管-D_c2、第十二极管-D_S1、第十一二极管-D_S2、第十二二极管-D_Sr。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

以下结合附图对本发明实施实例作进一步描述。

本发明提出的变换器适用于CCM，为方便分析，假定所有开关管和二极管均为理想器件，不考虑开通时间、导通压降等问题。在一个开关周期内，升压电感L₁和L₂可以作为一个恒定输出的电流源I_in；输出电容滤波C_o可以作为一个恒定的电压源V_o。变换器关键波形如图4所示，波形从上到下依次为主开关管S₁的驱动信号v_g1；辅助开关管S_r的驱动信号v_gr；谐振电感L_r的电流i_Lr；S₁的漏-源电压v_S1和电流i_S1；升压二极管D₁的电压v_D1和电流i_D1；S_r的漏-源电压v_Sr和电流i_Sr；激磁电感L_m的电流i_Lm；连通二极管D₅的电流i_D5；箝位电容C_c的电压v_Cc、箝位二极管D_c2、D_c1的电流i_Dc2、i_Dc1。一个典型开关周期工作模态分析如图5所示。

模态0[t₁₁～t₀)：在t₀之前是模态0，此时主开关管S₁，辅助开关管S_r均关断。升压电感电流即为输入电流I_in，其大部分通过i_D1流入负载V_o中，小部分开始通过i_Lr经由谐振电感L_r和自耦变压器T_r流入V_o中。T_r的激磁电流i_Lm达到此开关周期负向电流最大值I_Lm(-)，同样流入V_o中。

模态1[t₀～t₁)：在t₀时刻开始模态1，此时对S_r施加驱动信号，由于L_r的存在，i_Lr开始线性增加，S_r可实现软开通。i_D1线性减小，i_p和i_s开始线性增大，i_Lm开始正向线性增长并流入V_o中。同时，从t₀时刻开始，LCD箝位网络开始工作，箝位电容C_c通过辅助开关管S_r和箝位二极管D_c2与箝位电感L_c谐振，其作用是使得v_Cc从-V_Cc变为此开关周期正向电压最大值V_Cc，为后续正向激磁能量回馈做准备。当v_Cc＝V_Cc时，LCD箝位网络停止工作，谐振结束。

模态2[t₁～t₂)：在t₁时刻开始模态2，此时i_D1减小到零，D₁自然关断，而S₁尚未开通，D₁反向恢复损耗接近为零。L_r与S₁并联电容C_S1开始谐振，C_S1放电，v_S1从V_o开始减小；L_r充电，i_Lr、i_p和i_s继续增大，i_Lm继续正向线性增长并流入V_o中。

模态3[t₂～t₃)：在t₂时刻开始模态3，此时i_Lr达到此开关周期电流最大值，v_S1减小到零，在此模态任意时刻对S₁施加驱动信号，S₁均可实现ZVS开通，开通损耗为零。在t₂时刻以后，S₁的反向电流i_S1开始线性增加。此时存储在L_r中的能量开始释放，i_Lr、i_p和i_s开始线性减小，i_Lm继续正向线性增长并流入V_o中。

模态4[t₃～t₄)：在t₃时刻开始模态4，此时S₁已ZVS开通。i_S1从零开始线性增加。i_Lr、i_p和i_s继续线性减小，i_Lm继续正向线性增长并达到零值，T_r完成磁复位。LCD箝位网络须在模态1～模态4期间结束谐振。

模态5[t₄～t₅)：在t₄时刻开始模态5，此时i_Lm＝0，i_Lr＝i_p＝i_s＝0，D₅自然关断。对S_r撤除驱动信号，S_r可实现完全ZCS关断。

模态6[t₅～t₆)：在t₅时刻开始模态6，此时有源辅助谐振支路停止工作，ZVT半无桥Boost PFC主电路继续工作。

模态7[t₆～t₇)：在t₆时刻开始模态7，此时对S₁撤除驱动信号，S₁可实现软关断，关断损耗远小于硬关断。I_in给C_S1充电，v_S1从零开始线性增加，i_Lr、i_p和i_s从零开始增加，i_Lm从零开始正向增长。i_Lm和i_p同时给C_Sr充电，v_S1增加至V_o。

模态8[t₇～t₈)：在t₇时刻开始模态8，此时D₁自然开通，大部分I_in开始经i_D1流入V_o中。i_Lr、i_p和i_s继续增加，i_D1开始减小，i_Lm继续正向增长，v_Sr增加至V_o-V_Cc。

模态9[t₈～t₉)：在t₈时刻开始模态9，此时箝位二极管D_c1自然开通，箝位网络开始工作，C_c开始通过D_c1被放电到V_o中。i_Lr、i_p和i_s继续增加，i_D1继续减小，i_Lm继续正向增长并达到此开关周期正向电流最大值I_Lm(+)，v_Sr继续增加至V_o。

模态10[t₉～t₁₀)：在t₉时刻开始模态10，此时C_c继续通过D_c1被放电到V_o中。存储在L_r中的能量被释放到V_o中，i_Lr、i_p和i_s开始线性减小至零，i_D1开始线性增加至I_in。i_Lm开始负向增加并达到零值，T_r再次完成磁复位。i_Lm和i_p给C_Sr和C_c充电，v_Sr继续增加至V_o+V_Cc。

模态11[t₁₀～t₁₁)：在t₁₀时刻开始模态11，此时v_Cc从V_Cc变为-V_Cc，LCD箝位网络停止工作。C_Sr开始放电，i_Lm从零开始负向增长并流入V_o中。当C_Sr放电至V_o时，本模态结束，电路回到下一个开关周期过程。

可见，由于LCD箝位网络的作用，自耦变压器在模态0～模态4和模态11均产生负向激磁电流并被导入到负载中，该电流有两个作用：其一是使得在模态5[t₄～t₅)开始前，i_Lr和i_Lm均减小为零，在t₅时刻撤除辅助开关管S_r的驱动信号，S_r实现了完全ZCS关断；其二是实现了自耦变压器负向激磁能量的完全回馈。同时箝位电容C_c的储能和放电还实现了自耦变压器大部分正向激磁能量的回馈。

从以上模态分析可知，本发明提出的变换器实现了主开关管的ZVS和升压二极管的自然开关，与此同时还实现了辅助开关管的完全ZCS并完全抑制了其关断时的寄生振荡，变换器还将自耦变压器绝大部分激磁能量和漏感能量馈入到负载中。本发明提出的变换器整机效率较高，在实际应用中具有良好的可推广性。

上述对实施实例的描述是在大量实验的基础上得到的结论，目的是为便于该技术领域的普通技术人员能理解和使用发明。但是，这些并不是对本发明的应用范围的限制。对于本技术领域的一般技术人员来说，对本发明所作的各种等同替换，均落入本发明要求保护的范围内。