输入串联型辅助电源的制作方法

本发明属于电力电子技术、开关电源技术领域。

背景技术：

随着国民经济的发展，各种用电设备的种类越来越多，其供电电源的输入电压等级也不尽相同。目前，各种高压输入场合逐渐增多，受器件电压等级等因素的限制，如何有效地降低各开关器件的电压应力一直是高压变换器设计过程中的难点。降低高压变换器开关器件电压应力的方法通常有3种：(1)利用多个开关管直接串联来代替单个开关管；(2)采用多电平技术来降低各开关管实际承担的电压值；(3)将多个电路在输入侧串联来分担高压。

采用方法1时，为了确保电压在各串联开关管之间有效均分，通常需要引入专门的均压环节，然而，各种串联开关管均压环节的引入，既增加了电路结构的复杂程度，限制了开关频率，又额外增加了损耗。方法2的采用可有效地降低高压变换器各开关器件实际承担的电压值，然而，采用多电平技术通常需增加多个箝位二极管与飞跨电容，而且随着电平数的增加，变换器结构和相应均压控制环节的复杂程度将大幅度增加，这使得该方法在中、小功率的高压场合应用受限。方法3的优势主要体现在：①每个串联电路均分输入电压，大幅度降低了各开关器件实际承受的电压值；②可选择电压等级相对较低的开关器件(通常电力mosfet开关耐压越高，其导通电阻和损耗也越大)，有利于降低并分散功率器件的损耗，提高整个系统的可靠性；③若采用交错控制技术，可有效减少输出电流纹波，降低输出滤波电容的体积。目前的研究结果表明，方法3能更有效地解决高压变换器电压应力大的问题。

目前，研究人员对于常规的输入串联直流功率变换器已经开展了较为广泛的研究，输入串联直流功率变换器一般有2类，如图1所示，图1(a)输入串联输出并联型(input-seriesoutput-parallel,isop)和图1(b)输入串联输出串联型(input-seriesoutput-series,isos)。

通常，isop型直流变换器适合多数常规的中、低压输出场合；而isos型直流变换器一般适用于输出电压较高的场合。isop型直流变换器设计的关键任务是实现其输入均压与输出均流。目前，相关的各种均压、均流控制方法的研究已经比较成熟，但如采用已有的各种控制方法，必然要增加一个高精度的控制器，这无疑增加了控制环节的复杂程度，降低了变换器的可靠性。对于中、小功率的变换器而言，整个系统的简单、可靠是十分重要的，因此，各种已有的均压、均流控制方法不适合中、小功率的变换器。

除了各种均压、均流控制方法的研究外，目前还有一些关于自然均压、均流变换器的研究。该类变换器是由多个具有变压器隔离的直流变换器在输入侧串联、输出侧并联而构成的。如图2所示为目前研究的适合中、小功率领域的自然均压、均流的正激式isop变换器。该变换器在不增加额外控制环节的情况下，实现了变换器的自然均压与均流，具有结构简单、可靠性高的优势。然而，如果将此类变换器应用于需要多路输出的场合，则需将其内部各串联电路的相应输出回路进行依次的并联或者串联，这将使得变换器的输出连线变得非常复杂，因此，该类变换器本身并不适合多输出场合应用。

技术实现要素：

本发明目的是为了解决现有技术方案在高压输入(由于高压输入才导致了输入串联的方式)、多输出(中、小功率)场合应用时存在的不足，提供了一种输入串联型多输出辅助电源的实现方案。

本发明包括两个输入串联型辅助电源、及其中集成变压器的绕组集成方法。

第一个输入串联型辅助电源，它包括集成变压器t，集成变压器t原边串联设置n路相同结构的输入电路单元，集成变压器t副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；n、n均为大于或等于1的自然数；

集成变压器t具有n套原边绕组、n套磁复位绕组和n套副边绕组；

每路输入电路单元包括一个主开关管、一个输入侧滤波电容和一个二极管；每路输入电路单元与集成变压器t的一套原边绕组、一套磁复位绕组进行电气连接；原边绕组的同名端同时连接输入侧滤波电容的正极和磁复位绕组的异名端，原边绕组的异名端连接主开关管的一端，主开关管的另一端同时连接二极管阳极和输入侧滤波电容的负极；二极管阴极连接磁复位绕组的同名端；

n个输入侧滤波电容依次串联设置在直流输入电源ui的供电回路中；

每路输出电路单元包括一个整流二极管、一个续流二极管、一个输出滤波电感和一个输出滤波电容；每路输出电路单元与集成变压器t的一套副边绕组进行电气连接；副边绕组的同名端连接整流二极管的阳极，整流二极管的阴极同时连接续流二极管的阴极和输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端连接输出滤波电容的一端；副边绕组的异名端同时连接续流二极管的阳极和输出滤波电容的另一端，输出滤波电容的两端并联负载。

第一个输入串联型辅助电源的集成变压器t的绕组集成方法包括以下步骤：

步骤一、首先将n套副边绕组并联，然后均匀绕制在集成变压器t的磁芯中柱上，n套副边绕组布满磁芯中柱；

步骤二、n套原边绕组分别独立绕制，n套副边绕组的外表面均分n个区域，每个区域设置一套绕制结构相同的原边绕组；

步骤三、首先将n套磁复位绕组并联，然后均匀绕制在n套原边绕组的外表面与磁芯边柱之间，n套磁复位绕组布满磁芯边柱；

原边绕组、磁复位绕组和副边绕组的绕制方向相同。

所述集成变压器t的磁芯中柱上均匀绕制n套并联的副边绕组，所述副边绕组布满磁芯中柱的外表面；在副边绕组的外表面均匀绕制n套独立的原边绕组，每套原边绕组占用副边绕组外表面的1/n区域；在原边绕组的外表面均匀绕制n套并联的磁复位绕组，所述磁复位绕组布满磁芯边柱的内表面；原边绕组、磁复位绕组和副边绕组的绕制方向相同。

第二个输入串联型辅助电源，它包括集成变压器t，集成变压器t原边串联设置n路相同结构的输入电路单元，集成变压器t副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；n、n均为大于或等于1的自然数；

集成变压器t具有n套原边绕组、一套磁复位绕组和n套副边绕组；

每路输入电路单元包括一个主开关管和一个输入侧滤波电容；每路输入电路单元与集成变压器t的一套原边绕组进行电气连接；n路输入电路单元共同与集成变压器t的一套磁复位绕组进行电气连接；原边绕组的同名端连接输入侧滤波电容的正极，原边绕组的异名端连接主开关管的一端，主开关管的另一端连接输入侧滤波电容的负极；

n个输入侧滤波电容依次串联设置在直流输入电源ui的供电回路中；

磁复位绕组的异名端连接直流输入电源ui的正极，磁复位绕组的同名端连接二极管的阴极，二极管的阳极连接直流输入电源ui的负极；

每路输出电路单元包括一个整流二极管、一个续流二极管、一个输出滤波电感和一个输出滤波电容；每路输出电路单元与集成变压器t的一套副边绕组进行电气连接；副边绕组的同名端连接整流二极管的阳极，整流二极管的阴极同时连接续流二极管的阴极和输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端连接输出滤波电容的一端；副边绕组的异名端同时连接续流二极管的阳极和输出滤波电容的另一端，输出滤波电容的两端并联负载。

第二个输入串联型辅助电源的集成变压器t的绕组集成方法包括以下步骤：

步骤一、首先将n套副边绕组并联，然后均匀绕制在集成变压器t的磁芯中柱上，n套副边绕组布满磁芯中柱；

步骤二、n套原边绕组分别独立绕制，n套副边绕组的外表面均分n个区域，每个区域设置一套绕制结构相同的原边绕组；

步骤三、将一套磁复位绕组均匀绕制在n套原边绕组的外表面与磁芯边柱之间，磁复位绕组布满磁芯边柱；

原边绕组、磁复位绕组和副边绕组的绕制方向相同。

所述集成变压器t的磁芯中柱上均匀绕制n套并联的副边绕组，所述副边绕组布满磁芯中柱的外表面；在副边绕组的外表面均匀绕制n套独立的原边绕组，每套原边绕组占用副边绕组外表面的1/n区域；在原边绕组的外表面均匀绕制一套磁复位绕组，所述磁复位绕组布满磁芯边柱的内表面；原边绕组、磁复位绕组和副边绕组的绕制方向相同。

优选地，n＝2，n＝2。

优选地，输入侧滤波电容的电容量小于1μf。

优选地，n个主开关管在一个开关周期内同时导通或关断。

本发明的优点：本发明所述输入串联型辅助电源在不额外增加任何输入均压控制环节的情况下，利用集成变压器各原边绕组的耦合作用，即可实现各串联电路输入的自然均压，具有结构简单、可靠性高的优势，非常适合应用于高压输入多输出的场合。

附图说明

图1是背景技术中提及输入串联型直流功率变换器的2种基本类型电路拓扑图，其中(a)为isop型dc/dc变换器结构；(b)为isos型dc/dc变换器结构；

图2是背景技术中提及的自然均压、均流的正激式isop变换器的电路拓扑图；

图3是本发明实施例一所述输入串联型多输出辅助电源的电路拓扑图；

图4是本发明实施例二所述输入串联型多输出辅助电源的电路拓扑图；

图5是实施例一电路在一个开关周期内各主要工作阶段的等效电路图；

图6是实施例二电路在一个开关周期内各主要工作阶段的等效电路图；

图7是本发明所述集成变压器的绕组集成方法的两种实现方案，其中(a)为实施例一中的变压器绕组绕制方案；(b)实施例二中的变压器绕组绕制方案。

具体实施方式

本专利发明的输入串联型多输出辅助电源共有2种结构方案，以n＝2、n＝2为例给出两个实施例(一、二)。

实施例一：结合图3、图5和图7(a)进行说明，该电源的集成变压器t原边由2个相同的电路单元串联组成(相同的串联电路数量也可以大于2)，其中：ui为直流输入电压，ui1、ui2为各串联电路的输入电压，ci1、ci2(ci1＝ci2)为各串联电路输入侧的滤波电容(这些电容不具有储能的功能，因此它们的电容量通常小于1μf)，s1、s2为电路的开关管(一般为电力mosfet开关管)。各串联电路共用1个集成功率变压器t以及1组输出回路，其中：wp1、wp2为集成变压器的原边绕组，对应的绕组匝数分别为np1、np2(np1＝np2)；ws1、ws2为集成变压器的副边绕组，对应的绕组匝数分别为ns1、ns2；wm1、wm2为集成变压器的磁复位绕组，对应的绕组匝数分别为nm1、nm2(nm1＝nm2)；图中各绕组上的“黑点”表示变压器各绕组的同名端对应关系。在输出回路中，do11、do12、do21、do22为各输出回路的整流与续流二极管，lf1、lf2为各输出回路的输出滤波电感，co1、co2为各输出回路的输出滤波电容，uo1、uo2为各输出回路的直流输出电压。

在图3所示电路中，各串联电路具有相同的结构及器件参数，并且所有开关管同时开通与关断，在理想情况下，由于变压器各原边绕组的相互耦合作用，各串联电路的输入电压相等并且均分变换器的输入电压，即：ui1＝ui2＝ui/2。

在一个开关周期内，图3中电路共有3个主要工作阶段，各阶段的等效电路如图5所示。该电路在各工作阶段的特征如下：

工作阶段1：开关管s1、s2导通，该电路的输入侧通过集成变压器t向输出侧传递能量。在各输出回路中，二极管do11、do21导通，do12、do22截止，输出滤波电感lf1,、lf2的电流线性上升。

工作阶段2：开关管s1、s2关断。在工作阶段1中，集成变压器的励磁电流(该电流远小于变压器的原、副边绕组电流)转移到磁复位绕组wm1、wm2上。在本工作阶段，磁复位绕组wm1、wm2的能量向电路的输入侧回馈。在各输出回路中，二极管do11、do21截止，do12、do22导通，输出滤波电感lf1,、lf2在输出电压的作用下，电流线性下降。当磁复位绕组wm1、wm2的电流下降为零时，本工作阶段结束。

工作阶段3：本阶段开关管s1、s2仍然处于关断状态。集成变压器t原边各支路电流均为零。在各输出回路中，二极管do11、do21仍然截止，do12、do22仍然导通，输出滤波电感lf1,、lf2的电流继续线性下降。

实施例一中的集成变压器的绕制参见图7(a)所示，“⊙”表示绕组的电流参考方向为垂直纸面流出，表示绕组的电流参考方向为垂直纸面流入。

图3所示电路的集成变压器有3种类型的绕组，即原边绕组wp1、wp2，副边绕组ws1、ws2，和磁复位绕组wm1、wm2。由于图3所示电路一般应用在高压输入场合，相对于原边绕组和磁复位绕组，副边绕组通常为低压绕组，因此，副边绕组绕制在磁芯内侧(即靠近磁芯中柱的一侧)；在电路的工作过程中，增加原边绕组与副边绕组之间的耦合程度，以及原边绕组与磁复位绕组之间的耦合程度有利用降低变压器的漏感，因此为了分别增加原边绕组与副边绕组之间的耦合程度，以及原边绕组与磁复位绕组之间的耦合程度，将磁复位绕组绕制在磁芯外侧(即靠近磁芯边柱的一侧)，将原边绕组绕制在副边绕组与磁复位绕组之间。

(1)原边绕组wp1、wp2

电路中2个原边绕组wp1、wp2之间存在电位差，为了降低2个原边绕组之间的分布电容效应，将2个原边绕组分开绕制；为了确保各串联电路相关特性的一致，2个原边绕组的绕制结构应该相同。

如图7(a)所示，2个原边绕组wp1、wp2分别绕制在左、右两边，并且绕组结构沿着磁芯中线(即图中虚线)左右对称。

(2)副边绕组ws1、ws2

为了保证副边绕组ws1、ws2与每个原边绕组耦合程度一致(有利于提高各串联电路的均压效果)，先将2个副边绕组并联后，再均匀地绕制在磁芯的中柱上；在与原边绕组wp1对应的接触面上布局副边绕组ws1、ws2的一半，在与原边绕组wp2对应的接触面上布局副边绕组ws1、ws2的另一半，并保证该两部分副边绕组的绕制结构相同。

(3)磁复位绕组wm1、wm2

为了保证磁复位绕组wm1、wm2与每个原边绕组耦合程度一致(有利于提高各串联电路的均压效果)，先将2个磁复位绕组并联后，再均匀地绕制在原边绕组的外侧；在与原边绕组wp1对应的接触面上布局磁复位绕组wm1、wm2的一半，在与原边绕组wp2对应的接触面上布局磁复位绕组wm1、wm2的另一半，并保证该两部分磁复位绕组的绕制结构相同。

实施例二：结合图4、图6和图7(b)进行说明，该电源的变压器t原边由2个相同的电路单元串联组成(相同的串联电路数量也可以大于2)，其中：ui为直流输入电压，ui1、ui2为各串联电路的输入电压，ci1、ci2(ci1＝ci2)为各串联电路输入侧的滤波电容(这些电容不具有储能的功能，因此它们的电容量通常小于1μf)，s1、s2为电路的开关管(一般为电力mosfet开关管)。各串联电路共用1个集成功率变压器t以及1组输出回路，其中：wp1、wp2为集成变压器的原边绕组，对应的绕组匝数分别为np1、np2(np1＝np2)；ws1、ws2为集成变压器的副边绕组，对应的绕组匝数分别为ns1、ns2；wm为集成变压器的磁复位绕组，对应的绕组匝数分别为nm(在同等情况下有：nm＝2nm1＝2nm2)；图中各绕组上的“黑点”表示变压器各绕组的同名端对应关系。在输出回路中，do11、do12、do21、do22为各输出回路的整流与续流二极管，lf1、lf2为各输出回路的输出滤波电感，co1、co2为各输出回路的输出滤波电容，uo1、uo2为各输出回路的直流输出电压。

在图4所示电路中，各串联电路具有相同的结构及器件参数，并且所有开关管同时开通与关断，在理想情况下，由于变压器各原边绕组的相互耦合作用，各串联电路的输入电压相等并且均分变换器的输入电压，即：ui1＝ui2＝ui/2。

在一个开关周期内，图4中电路共有3个主要工作阶段，各阶段的等效电路如图6所示。该电路在各工作阶段的特征如下：

工作阶段1：开关管s1、s2导通，该电路的输入侧通过集成变压器t向输出侧传递能量。在各输出回路中，二极管do11、do21导通，do12、do22截止，输出滤波电感lf1,、lf2的电流线性上升。

工作阶段2：开关管s1、s2关断。在工作阶段1中，集成变压器的励磁电流(该电流远小于变压器的原、副边绕组电流)转移到磁复位绕组wm上。在本工作阶段，磁复位绕组wm的能量向电路的输入侧回馈。在各输出回路中，二极管do11、do21截止，do12、do22导通，输出滤波电感lf1,、lf2在输出电压的作用下，电流线性下降。当磁复位绕组wm的电流下降为零时，本工作阶段结束。

工作阶段3：本阶段开关管s1、s2仍然处于关断状态。集成变压器t原边各支路电流均为零。在各输出回路中，二极管do11、do21仍然截止，do12、do22仍然导通，输出滤波电感lf1,、lf2的电流继续线性下降。

由图3、图4可以看出，该电路2种结构方案的主要区别在于：在结构方案1中，集成变压器采用了2个磁复位绕组，每个磁复位绕组位于各自的串联电路之中；在结构方案2中，集成变压器采用了1个磁复位绕组，该磁复位绕组直接连接在电路的输入侧，不属于任何一个串联电路。由于多了1个磁复位绕组，结构方案1中的集成变压器比结构方案2中的集成变压器复杂，并且相对难于制造。

对于图3、图4所示的电路，各串联电路的输入均压是通过集成变压器各绕组的耦合作用实现的。由前边的工作过程分析可以看出：

(1)在工作阶段1，集成变压器的原边绕组wp1、wp2存在耦合作用，在此阶段，图3、图4的2种结构中，各串联电路的输入均压都可以实现。

(2)在工作阶段2，图3所示结构的集成变压器的磁复位绕组wm1、wm2存在耦合作用，而图4所示结构的集成变压器各绕组不存在耦合作用，在此阶段，只有结构方案1中的电路可以实现各串联电路的输入均压。

(3)在工作阶段3，图3、图4所示2种结构方案的集成变压器各绕组均不存在耦合作用，在此阶段，2种结构方案均不能实现各串联电路的输入均压。

因此，对比图3、图4的2种结构可以得出，图3中的结构方案1具有各串联电路输入均压效果相对更好的优势；图4中的结构方案2具有集成变压器结构相对简单的优势。

实施例二中的集成变压器的绕制参见图7(b)所示，“⊙”表示绕组的电流参考方向为垂直纸面流出，表示绕组的电流参考方向为垂直纸面流入。

图4所示电路的集成变压器有3种类型的绕组，即原边绕组wp1、wp2，副边绕组ws1、ws2，和磁复位绕组wm。

(1)原边绕组wp1、wp2

电路中2个原边绕组wp1、wp2之间存在电位差，为了降低2个原边绕组之间的分布电容效应，将2个原边绕组分开绕制；为了确保各串联电路相关特性的一致，2个原边绕组的绕制结构应该相同。

如图7(b)所示，2个原边绕组wp1、wp2分别绕制在左、右两边，并且绕组结构沿着磁芯中线(即图中虚线)左右对称。

(2)副边绕组ws1、ws2

为了保证副边绕组ws1、ws2与每个原边绕组耦合程度一致(有利于提高各串联电路的均压效果)，先将2个副边绕组并联后，再均匀地绕制在磁芯的中柱上；在与原边绕组wp1对应的接触面上布局副边绕组ws1、ws2的一半，在与原边绕组wp2对应的接触面上布局副边绕组ws1、ws2的另一半，并保证该两部分副边绕组的绕制结构相同。

(3)磁复位绕组wm

为了保证磁复位绕组wm与每个原边绕组耦合程度一致(有利于提高各串联电路的均压效果)，将磁复位绕组均匀地绕制在原边绕组的外侧；在与原边绕组wp1对应的接触面上布局磁复位绕组wm的一半，在与原边绕组wp2对应的接触面上布局磁复位绕组wm的另一半，并保证该两部分磁复位绕组的绕制结构相同。