一种LLC全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其系统与流程

本发明涉及采用同步整流方式的llc谐振全桥开关变换器，尤其涉及一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其系统。

背景技术：

目前，llc功率转换器中的开关频率越来越高，开关频率的增高带来的优点如下：①电路中的储能器件(电感、变压器、电容等)体积相应的减小。②整个电路的功率密度进一步增大。但是开关频率的增大也带来了各种开关损耗与导通损耗的增加，由此同步整流被大量应用来取代二极管的整流，尤其是在输出大电流的情况下。

目前，应用于llc拓扑电路的同步整流控制方法有3类：电流检测法；自驱动模拟电压检测法；以微控制器或者fpga为主导的数字检测技术。其中，电流检测技术较为精确，但是电流检测所带来的电阻的能量损耗却是相当的大，因此会影响整体的拓扑的效率。检测同步整流管漏端电压成为唯一一个高效的同步整流控制方案，基于检测同步整流管漏源极电压的模拟电压检测技术有十分复杂的电路结构，这样便无法满足高功率密度的要求，同时，此种技术会导致栅极寄生震荡。以微控制器或者fpga为主导的数字检测技术是目前比较好的源漏极电压检测技术，目前，一种比较通用的同步整流控制方案主要是检测同步整流管的体二极管是否导通，一旦导通则迅速自适应关闭同步整流管，但是这种方案主要受体二极管导通以及反向导通两者之间切换的影响，会使整个llc电路效率降低，同时相应的延时问题在高频情况下会突显的比较严重。

随着现代电源向着高功率密度，高效率的发展，优良简单的数字同步整流控制方法十分有必要，如何使得llc副边同步整流管在最佳关断点关断显得尤为重要。

技术实现要素：

本发明目的是针对现有的llc电路副边同步整流控制方法的不足，提供一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法及其系统，可以使llc副边同步整流管在最佳关断点关断。

本发明为了实现上述目的，采取的技术方案如下：一种llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法，以检测全桥llc副边同步整流管的漏端电压为基础，自适应地调整关断llc副边同步整流管的时间，其特征在于：对全桥llc副边的同步整流管关断之前和关断之后的漏端电压分别进行采样，将两次采样结果通过比较器进行逻辑比较，根据逻辑比较结果由微控制器对全桥llc副边同步整流管的关断时间进行调整并利用微控制器的中断配合，实现llc副边同步整流管关断前后源漏端电压的精确采样，通过实时比较由微控制器给出的需要调整的时间命令，实现全桥llc副边同步整流管在最佳时刻关断，提高全桥llc电路的整体效率。

包括以下步骤：

1)首先在一个周期内，在全桥llc副边同步整流管关断之前，第一次检测同步整流管漏端的电压，同时将其存储到微控制器内并输出给比较器作为逻辑比较的参考阈值电压，在全桥llc副边同步整流管关断之后，第二次检测同步整流管漏端的电压；

2)将第一次检测得到的全桥llc副边同步整流管的漏极电压即参考阈值电压与第二次检测得到的全桥llc副边同步整流管的漏端电压进行逻辑比较，用第一次检测到的同步整流管的漏端电压减去第二次检测到的同步整流管的漏端电压作为逻辑比较结果，如果逻辑比较结果为正，说明同步整流管的体二极管导通，则记为逻辑“1”，否则记为逻辑“0”；

3)将逻辑比较结果交由微控制器对全桥llc副边同步整流管的关断时间进行调整。如果输出的逻辑比较结果为“1”，则微控制器在下一个周期延迟一段时间关断全桥llc的同步整流管，如果输出的逻辑比较结果为“0”，表明此时同步整流管关断条件基本满足；

4)在逻辑比较结果为“0”时需要进行下一步判断，判断此时的全桥llc副边同步整流管的漏端电压是否满足在安全范围之内,即保证一个周期内第二次检测的同步整流管漏端电压为负，若第二次检测的同步整流管漏端电压为正则表示为不在安全范围之内,以防止同步整流管关断的时间过晚即出现过度调节现象，导致出现电流倒灌的后果；

5)在逻辑比较结果为“0”，同时满足在此周期内第二次检测到的同步整流管的漏端电压为负即安全范围之内，则微控制器保持输出给同步整流管的时钟信号不变，即此时同步整流管的关断时刻比较理想；

6)在下一个周期循环上述步骤，使得同步整流管在最佳时间点关断。

利用微控制器的中断配合，实现llc副边同步整流管关断前后源漏极电压的精确采样的方法如下：

1)在一个周期内，在t0时刻将微控制器的逻辑单元中内部时钟下降沿作为中断入口；

2)在t1时刻采样全桥llc副边同步整流管漏极电压的下降沿，在此时刻微控制器的逻辑单元内部时钟产生中断；

3)在全桥llc副边同步整流管关断前t3时刻发生中断，同时第一次采样全桥llc副边同步整流管的漏端电压；

4)在全桥llc副边同步整流管关断之后t4时刻发生中断，同时第二次采样全桥llc副边同步整流管的漏端电压。

上述llc全桥变换器同步整流的数字优化控制方法的控制系统，其特征在于：包括全桥llc拓扑电路、全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路、以微控制器为核心的控制电路和隔离驱动电路；

全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路包括全桥llc拓扑电路副边同步整流管的漏端电压采样电路、比较器cmp以及电阻r0与电容c0构成的滤波电路；全桥llc拓扑电路副边同步整流管的漏端电压采样电路包括电阻r1、电阻r2以及二极管db，电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接全桥llc拓扑电路副边两个同步整流mos管中任意一个同步整流mos管的漏端，电阻r2的另一端为该同步整流管的漏端电压采样输出端连接比较器cmp的负端，比较器cmp的输出端连接电阻r0的一端，电阻r0的另一端连接电容c0的一端并作为滤波电路的输出端，电容c0的另一端接地；

以微控制器为核心的控制电路包括数模转换器dac、模数转换器adc0、逻辑控制单元以及两个时钟模块，模数转换器adc0的输入端连接全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路中滤波电路的输出端，模数转换器adc0的输出与逻辑控制单元双向连接，逻辑控制单元的一路输出经过一个时钟模块后输出分别连接全桥llc拓扑电路副边两个同步整流mos管的栅极，另一路输出经过另一个时钟模块后，再经过隔离驱动电路输出分别连接全桥llc拓扑电路原边四个mos管的栅极，还有一路输出经数模转换器dac后反馈连接至llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路中比较器cmp的正端；

当整个系统开始启动时，llc拓扑电路开始工作，同时llc拓扑电路的原边mos管与副边同步整流管配合工作，副边同步整流管根据开关频率与谐振频率的关系进行相应关断时间的调整，llc电路副边同步整流管漏端检测电路检测同步整流管的漏端电压，在llc副边整流管关断前检测第一次检测同步整流管漏端电压，同时将第一次检测到的同步整流管的漏端电压作为比较器的参考阈值电压连接在比较器cmp的正端，在llc电路副边同步整流管关断后第二次检测同步整流管漏端电压，并将第二次检测的同步整流管漏端电压作为比较器cmp的负端输入信号，两次检测的漏极电压进行比较，当llc副边同步整流管的体二极管导通时，比较器cmp的逻辑输出为“1”，此时通过微控制器为核心的控制系统控制llc副边同步整流管在下一个周期延长一定的导通时间，同时在接下来的周期不断判断其比较的逻辑输出直至逻辑输出为“0”，在比较器逻辑输出为“0”时，同时判断其在逻辑输出为“0”的周期内第二次采样的漏端电压是否在安全范围之内，即保证一个周期内第二次检测的同步整流管漏端电压为负，若第二次检测的同步整流管电压为正则表示为不在安全范围之内,以防止出现过调节的问题，当第二次采样的漏端电压满足安全范围内，即检测的同步整流管漏端电压为负之后，则此时的llc副边同步整流管的关断时间默认为最佳关断的时间，此时整个llc拓扑电路的效率达到了最高的效率。

本发明的优点及显著效果：

1、采用数字控制，其相比于传统的模拟控制数字控制算法的应用更为灵活，控制精度更加高。

2、在同一周期内，将第一次采样的llc电路副边同步整流管的漏极电压作为本周期的比较器参考阈值，这样便得到了一个随周期自适应的精确参考阈值而不是通用方法中的一个固定阈值，因而其自适应能力更强，同步整流管关断的时间控制更为精确。

3、在同一周期内，利用第一次采样的漏极电压与第二次采样的漏极电压的逻辑比较值“1”或“0”作为微控制器为核心的控制系统调整关断时间的判断标准十分简明清楚，有利于实现更为精确的关断时间调整。

4、在控制系统的调解过程中，同时判断同一周期内第二次采样是否为负值即安全范围内，有利于防止过调节，由此实现精确关断同步整流管，提高效率。

附图说明

图1是本发明控制系统方框图；

图2是本发明系统原理图；

图3是本发明控制程序流程图；

图4是llc电路副边同步整流管源漏极电压检测波形图；

图5是本发明在满载情况下与通用控制方法的效率对比曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细的说明。

如图1、2，本发明控制系统包括全桥llc拓扑电路、全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路、以微控制器为核心的控制电路和隔离驱动电路。其中，全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路包括全桥llc拓扑电路副边同步整流管的漏端电压采样电路、比较器cmp以及电阻r0与电容c0构成的滤波电路。全桥llc拓扑电路副边同步整流管的漏端电压采样电路包括电阻r1、电阻r2以及二极管db，电阻r1的一端连接电源电压vcc,电阻r1的另一端连接电阻r2的一端和二极管db的阳极，二极管db的阴极连接全桥llc拓扑电路副边中同步整流mos管m6的漏端(由于采样两个同步整流mos管m6或m5中任意一个的漏端电压都可以，附图实施例以采样m6的漏端电压为例，下同)电阻r1和r2进行分压采样，电阻r2的另一端为同步整流mos管m6漏端电压采样输出端连接比较器cmp的负端，比较器cmp的输出端连接电阻r0的一端，电阻r0的另一端连接电容c0的一端并作为滤波电路的输出端，电容c0的另一端接地。

以微控制器为核心的控制电路包括数模转换器dac、模数转换器adc0、逻辑控制单元以及时钟模块1和时钟模块2，模数转换器adc0的输入端连接全桥llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路中滤波电路的输出端，模数转换器adc0的输出与逻辑控制单元双向连接，逻辑控制单元的一路输出经过时钟模块1后输出分别驱动全桥llc拓扑电路副边两个同步整流mos管m5、m6的栅极，另一路输出经过时钟模块2后，再经过隔离驱动电路输出分别驱动全桥llc拓扑电路原边四个mos管m1-的m4栅极，还有一路输出经数模转换器dac后反馈连接至llc拓扑电路副边同步整流管漏端电压检测电路中比较器cmp的正端，用以存储并输出同步整流管m6漏极电压在一个周期内第一次采样的结果。

本发明系统中，全桥llc拓扑电路副边同步整流管源漏端电压采样电路在全桥llc副边同步整流管关断的前后同时采样，通过利用关断前的电压采样值减去关断后的电压采样值得出一个逻辑判断数字，并将逻辑判断数字输送给以微控制器为核心的控制系统实现实时的全桥llc副边同步整流管的关断时间调整，微控制器为核心的控制系统输出信号控制全桥llc副边同步整流管m5和m6在最佳时刻关断。

控制系统的工作过程：当整个系统开始启动时，llc拓扑电路开始工作，同时llc拓扑电路的原边mos管与副边同步整流管配合工作，副边同步整流管根据开关频率与谐振频率的关系进行相应关断时间的调整，llc电路副边同步整流管漏极检测电路检测同步整流管的漏极电压，在llc副边整流管关断前检测第一次检测同步整流管漏极电压，同时将第一次检测到的同步整流管的漏极电压作为比较器的参考阈值电压连接在比较器cmp的正端，在llc电路副边同步整流管关断后第二次检测同步整流管漏极电压，并将第二次检测的同步整流管漏极电压作为比较器cmp的负端输入信号，两次检测的漏极电压进行比较，当llc副边同步整流管的体二极管导通时，比较器cmp的逻辑输出为“1”，此时通过微控制器为核心的控制系统控制llc副边同步整流管在下一个周期延长一定的导通时间，同时在接下来的周期不断判断其比较的逻辑输出直至逻辑输出为“0”，在比较器逻辑输出为“0”时，同时判断其在逻辑输出为“0”的周期内第二次采样的漏极电压是否在安全范围之内以防止出现过调节的问题，当第二次采样的漏极电压满足安全范围内之后，则此时的llc副边同步整流管的关断时间默认为最佳关断的时间，此时的整个llc拓扑电路的效率达到了最高的效率。

如图3，本发明控制系统的控制方法是对全桥llc副边的同步整流管关断之前和关断之后的漏端电压分别进行采样，将两次采样结果通过比较器进行逻辑比较，根据逻辑比较结果由微控制器对全桥llc副边同步整流管的关断时间进行调整并利用微控制器的中断配合，实现llc副边同步整流管关断前后源漏极电压的精确采样，通过实时比较由微控制器给出的需要调整的时间命令，实现全桥llc副边同步整流管在最佳时刻关断，提高全桥llc电路的整体效率。包括以下步骤：

1)首先在一个周期内，在全桥llc副边同步整流管m6关断之前第一次检测同步整流管m6漏极的电压vsr(1)，同时将其存储到以微控制器为核心的控制系统内并输出给比较器cmp的正端，在全桥llc副边同步整流管m6关断之后第二次检测同步整流管m6漏极的电压vsr(2)并存储。

2)将第一次检测的全桥llc副边同步整流管m6漏极的电压vsr(1)与第二次检测到同步整流管m6的电压vsr(2)进行比较，用第一次检测的同步整流管m6的漏极电压vsr(1)减去第二次检测到的同步整流管漏极电压vsr(2)作为比较器cmp的输出结果输送到以微控制器为核心的控制系统的数字逻辑单元，其中输出比较结果为正，也就是同步整流管m6的体二极管导通，则记为逻辑“1”，否则记为逻辑“0”。

3)根据比较cmp输出的数字逻辑结果对全桥llc副边同步整流管m5和m6的关断时间进行调整。其中，如果输出的逻辑比较结果为“1”，则以微控制器为核心的控制系统在下一个周期延迟一段时间关断全桥llc的同步整流管m6，如果输出的逻辑比较结果为“0”，则表明此时同步整流管m6关断条件基本满足。

4)在逻辑输出结果为“0”时需要进行下一步判断，判断此时的全桥llc副边同步整流管m6漏极电压是否满足在一定的安全范围内(即保证一个周期内第二次检测的同步整流管m6漏端电压vsr(2)存储值为负，若第二次检测的同步整流管m6漏端电压vsr(2)存储值为正则表示为不在安全范围之内)以防止m6关断的时间过晚，导致了出现电流倒灌的现象。

5)在满足比较器cmp逻辑输出为“0”，同时满足在此周期内第二次检测到的同步整流管m6漏极电压在安全范围之内(m6漏端电压vsr(2)为负)，则保持此次同步整流管m6的脉宽周期不变。

6)在下一个周期循环上述步骤，使得同步整流管在最佳时间点关断。

为实现llc副边同步整流管关断前后源漏极电压的精确采样，微控制器为核心的控制系统的时间中断流程包括以下步骤：

1)在一个周期内，在t0时刻将控制器为核心的控制系统的内部时钟下降沿作为中断入口。

2)在t1时刻采样全桥llc副边同步整流管m6漏极电压的下降沿，在此时刻以微控制器为核心的控制系统内部时钟产生中断。

3)在全桥llc副边同步整流管m6关断前t3时刻发生中断，同时第一次采样全桥llc副边同步整流管m6漏极电压。

4)在全桥llc副边同步整流管m6关断之后t4时刻发生中断，同时第二次此采样全桥llc副边同步整流管m6漏极电压。

如图4所示，为llc电路副边同步整流管漏端电压检测波形图，其检测的波形是在开关频率小于谐振频率情况下的波形，从图中可以看出，在图4(a)中检测同步整流管关断前后的漏端电压并进行逻辑判断，如果这时有vsr(1)>vsr(2)，且此时两个电压均小于零，则此时逻辑判断为“1”，则m6延迟关断一段时间。如图4(b)所示，如果调整之后的下一个周期仍然有vsr(1)>vsr(2)，并且仍然存在两电压小于零，则此时逻辑判断仍旧为“1”，则m6仍旧继续延迟关断一段时间。如果vsr(1)<vsr(2)，此时同步整流mos管m6可能恰好在其电流过零点关断，则需进行进一步的判断，如果vsr(1)为负且vsr(2)也为负，如图4(d)所示，则下一开关周期同步整流器m6的关断时间保持不变。如果vsr(2)为正，如图4(c)所示，则微控制器会控制下一开关周期同步整流mos管m6驱动信号的，将下一开关周期同步整流mos管m6的关断时间提前一段时间。

图5为在满载情况下对应的效率曲线图，其中原点的曲线图为通用方法的效率曲线图，其最高效率达到97.5％，而相应的三角形曲线图为本发明对应的效率曲线图，相比于通用方法的效率曲线图其在整体上的效率高出0.5％左右。