一种用于太阳能收集的三态多输出接口电路的制作方法

本发明涉及一种太阳能收集电路，具体涉及一种用于太阳能收集的三态多输出接口电路。

背景技术：

近年来随着智能手机、手表等移动设备的普及，传统电池供电方式的弊端越发明显，新兴能源的采集逐渐被应用于诸如体传感器、无线传感器、物联网等场合。其中太阳能、热能及射频能因普遍存在、收集方便、无污染、总量巨大等优点被广泛应用。但要有效利用这些环境能量则需要面临许多不可忽略的问题，如对能量的转换效率有较高的要求、产生一个稳定可控的输出电压、同时给多个负载供电等等。因此需要设计一个接口电路来解决以上问题。

接口电路一直是电源管理领域研究的热点，因其高效率、灵活、智能、可集成的优点被广泛应用在太阳能收集电路中。接口电路主要通过控制电路根据负载的需要调节占空比以控制功率电感中的电流和输出电压及电流，从而为负载提供稳定的输出电压。接口电路主要有多输出buck-boost型结构、开关电感型的dc-dc转换器结构等。其中，多输出buck-boost型结构具有转换效率高等优点。

传统的接口电路输出端一般可连接负载及可充电电池，根据负载端的电压大小将其状态分为饱和(full)与饥饿(hungry)两种，系统将根据负载端的状态选择输出端。当负载端处于饱和(full)态时不对其供电，当负载端处于饥饿(hungry)态时对其供电。但在某些特定情况下会出现误判断的情况，如能量源在两个充电周期内先给电池充电再由电池给负载端供电，或是在能量源能量不足时系统不对负载端供电却选择对可充电电池充电，导致能量传递效率较低。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有问题，提供一种用于太阳能收集的三态多输出接口电路，在太阳能收集过程中实现了最大功率点追踪。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：包括功率级模块、最大功率点追踪模块、输入选择器模块、输出状态反馈模块、输出状态机模块、基准源、控制逻辑模块和栅极驱动模块；最大功率点追踪模块的输入端接能量源的输出端，功率级模块的输入端与最大功率点追踪模块的第一输出端、栅极驱动模块的输出端及电池相连，功率级模块的输出端与电池、负载1、负载2及输出状态反馈模块的第一、第二输入端相连，输出状态反馈模块的第三输入端接基准源的输出端，输出状态机模块的输入端接输出状态反馈模块的第一输出端，输入选择器模块的输入端接输出状态反馈模块的第二输出端及最大功率点追踪模块的第二输出端，输出状态机模块、输入选择器模块的输出端与控制逻辑模块的输入端相连，控制逻辑模块的输出端与栅极驱动模块的输入端相连。

所述的功率级转换模块包括电感l，输出存储电容c1、c2、传输门m1、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3，第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3。输入电容cin一端与输入端口vin及传输门m1的一端连接，另一端接地；电感l的一端接传输门m1的另一端、第一nmos管mn1的漏级、第三pmos管mp3的漏级，电感l的另一端接第二nmos管mn2的漏级、第三nmos管mn3的漏极以及第一pmos管mp1、第二pmos管mp2的源级，第一pmos管mp1、第二pmos管mp2的漏极分别接输出存储电容c1、c2的一端(即输出端口vout1与vout2)以及输出状态反馈模块的第一、第二输入端，第二pmos管mp2的漏级、第三pmos管mp3的源极接输出端口vbatt，输出存储电容c1、c2的另一端接地，所有mos管的栅极接栅极驱动模块的输出端。

所述的最大功率点追踪模块电路包括动态比较器dynamic1、输入电容cin、相互并联的电容cs1、cs2、电容cs3。最大功率点追踪模块的输入端(vsource)与输入电容cin的一端及最大功率点追踪模块的第一输出端(vin)通过开关s3相连；输入电容cin的另一端接地；电容cs1的一端同时与cs2、cs3的一端通过开关s2相连，另一端接地；电容cs1的另一端通过开关s1与太阳能收集器的输出电压相连，电容cs2两端并联有开关s4，电容cs3两端并联有开关s5。动态比较器dynamic1的正相输入端接最大功率点追踪模块的输入端vsource，反相输入端接电容cs1的一端(vmpp)，第二输出端输出信号enablesource至输入选择器模块的输入端；动态比较器dynamic1在时钟信号上升沿将能量源端的电压vsource与最大功率点追踪模块产生的最大功率点电压vmpp进行比较，若vsource高于vmpp，则认为能量源能量充足，此时动态比较器dynamic1的输出信号enablesource信号为1；反之则认为能量源能量不足，此时enablesource信号为0。

所述的输出状态反馈模块包括电阻r1、r2与r3、动态比较器dynamic2与动态比较器dynamic3，其中电阻r1、r2、r3依次相连，r1的一端接输出状态反馈模块的输入端，另一端接动态比较器dynamic2的反相输入端，r3的一端接动态比较器dynamic3的正相输入端(vin+)，另一端接地。

所述的输出状态机模块与输入选择器模块的输出端与控制逻辑模块的输入端相连。

所述的控制逻辑模块的输出端接栅极驱动模块的输入端，栅极驱动模块的输出端接传输门m1、n型功率管mn1、mn2、mn3、p型功率管mp1、mp2、mp3的栅极。

本发明具有以下有益效果：本发明根据输出电压大小将输出的状态分为三种，即在传统的二态(饱和(full)及饥饿(hungry))中间加入正常(normal)状态，由输出状态反馈模块判断输出状态。输出状态反馈模块将分压后的输出电压与基准电压的比较结果输出给控制逻辑模块，控制逻辑模块根据输出状态反馈模块的输出调节所输出的方波信号的占空比；栅极驱动模块将该方波信号的驱动能力提升后，调节功率级模块中nmos管与pmos管的导通时间，实现太阳能收集；在将输出电压稳定在一定的范围内的同时，避免了传统两态输出的接口电路在能量传输过程中可能出现的误判断情况，达到提高能量转换效率的目的。本发明采用单级功率级电路及多个输出端口的结构，能够给多个负载同时供电，仅使用单个电感，节省电路面积；并在负载不需供电(即负载处于饱和或正常状态)时将所收集的能量储存在电池中，实现转换效率最大化，使接口电路的控制电路的静态功耗达到nw级。本发明十分适合为可携带及移动设备供电。

附图说明

图1为本发明的系统框图；

图2为本发明的功率级电路；

图3为本发明的最大功率点追踪模块电路图；

图4为本发明的输出状态反馈电路图；

图5为本发明的功率级模块输入输出选择算法流程图；

图6为本发明的基准源图；

图7为本发明的动态比较器电路图；

图8(a)为能量源能量充足时两态输出状态图；

图8(b)为能量源能量充足时三态输出状态图；

图8(c)为能量源能量不足时两态输出状态图；

图8(d)为能量源能量不足时三态输出状态图；

具体实施方式

以下结合附图对本发明做进一步详细说明。

参见图1，本发明的一种用于太阳能收集的三态多输出接口电路，包括功率级模块、最大功率点追踪模块、输入选择器模块、输出状态反馈模块、输出状态机模块、基准源、比较器、控制逻辑模块和栅极驱动模块。通过控制功率级模块中的pmos管和nmos管的通断，对功率级电感l充放电，以实现太阳能收集；最大功率点追踪模块采用开路电压法；输入选择器模块根据信号enablesource信号的值与输出状态反馈电路的输出信号共同决定输入源的选择；输出状态反馈模块采样接口电路的输出电压，分别在动态比较器dynamic2与动态比较器dynamic3中与参考电压vref比较后输出反馈信号；输出状态机模块根据各输出端的状态选择需供电的端口；基准源用于产生接口电路内部所需的基准电压和电流；控制逻辑模块根据输入选择器模块与输出状态机模块的输出调节功率级中功率管的导通时间；驱动模块用于提高功率管控制信号的驱动能力。输出状态机模块的输出端接控制逻辑模块，控制逻辑模块的输出端接栅极驱动模块，栅极驱动模块接功率级模块中的pmos管和nmos管的栅极。

参见图2，为本发明的功率级转换模块，包括功率级电感l、输出存储电容c1、c2、传输门m1、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3；输入电容cin一端与太阳能收集器及传输门m1的源极连接，另一端接地，电感l的一端接传输门m1的漏极、第一nmos管mn1的漏级、第三pmos管mp3的漏级，电感l的另一端接第二nmos管mn2的漏级、第三nmos管mn3的漏极以及第一pmos管mp1、第二pmos管mp2的源级，第一pmos管mp1、第二pmos管mp2的漏极分别接输出存储电容c1、c2的一端以及输出状态反馈模块的输入端，第二pmos管mp2的漏级、第三pmos管mp3的源极接电池，输出存储电容c1、c2的另一端接地，所有mos管的栅极接控制逻辑模块的输出端；当输入选择器模块选择能量源作为输入，负载(以负载1为例)作为输出时，在时钟信号的上升沿将传输门m1与第二nmos管mn2开启，vin将对电感进行充电，充电完成后将传输门m1与第二nmos管mn2关闭，第一nmos管mn1与第一pmos管mp1开启，电感对负载1充电。当输入选择器模块选择能量源作为输入，电池作为输出时，在时钟信号的上升沿将传输门m1与第二nmos管mn2开启，vin将对电感进行充电，充电完成后将传输门m1与第二nmos管mn2关闭，第一nmos管mn1与第二pmos管mp2开启，电感对电池充电。当输入选择器模块选择电池作为输入时，仅选择vout1或vout2作为输出，在时钟信号上升沿将第三pmos管mp3与第二nmos管mn2开启，vbatt将对电感进行充电，充电完成后第三pmos管mp3与第二nmos管mn2关闭，第一nmos管mn1与第三nmos管mn3或第一pmos管mp1开启，电感对负载供电。

参见图3，为本发明的最大功率点追踪模块电路，包括动态比较器dynamic1、输入电容cin、相互并联的电容cs1、cs2、电容cs3，大小分别为3pf、1pf、2pf。最大功率点追踪模块的输入端(vsource)与输入电容cin的一端及最大功率点追踪模块的输出端(vin)通过开关s3相连；输入电容cin的另一端接地；电容cs1的一端同时与cs2、cs3的一端通过开关s2相连，另一端接地；电容cs1的另一端通过开关s1与太阳能收集器的输出电压(vsource)相连，电容cs2两端并联有开关s4，电容cs3两端并联有开关s5。动态比较器dynamic1的正相输入端接最大功率点追踪模块的输入端vsource，反相输入端接电容cs1的一端(vmpp)，输出信号enablesource至输入选择器模块；动态比较器dynamic1在时钟信号上升沿将能量源的输出电压vsource与最大功率点追踪模块产生的最大功率点电压vmpp进行比较，若vsource高于vmpp，则认为能量源能量充足，此时动态比较器dynamic1的输出信号enablesource为1；反之则认为能量源能量不足，此时enablesource为0。

本发明也可用于热能、射频能量等收集。当收集的能量为光能时，采样过程中闭合开关s4采样太阳能收集器的输出电压vsource的75％；当收集的能量为热能及射频能量时，采样过程中闭合开关s4、s5采样太阳能收集器的输出电压vsource的50％。

参见图4，为本发明的输出端vout1的输出状态反馈模块电路图，包括电阻r1、r2、r3，动态比较器dynamic2与动态比较器dynamic3，其中电阻r1、r2、r3依次相连，r1的一端接输出状态反馈模块的输入端，另一端接动态比较器dynamic2的反相输入端，r3的一端接动态比较器dynamic3的正相输入端(vin+)，另一端接地。输出状态反馈模块通过将输出电压分压后与基准电压vref进行比较判断负载状态。vref是由(电压)基准源产生的固定基准电压。设vout1端口的输出电压为vout1，当vref高于(r2+r3)/(r1+r2+r3)*vout1时，即vout1低于(r1+r2+r3/r2+r3)*vref时，动态比较器dynamic2输出1，代表此时负载处于饥饿(hungry)状态，反之则输出0。类似的，当vref低于(r3/r1+r2+r3)*vout1时，动态比较器dynamic3输出1，代表此时负载处于饱和(full)状态，反之则输出0。当两个比较器输出信号均为0时，代表负载处于正常(normal)状态。这样就完成了对负载1输出状态的判断。

本发明的输出端vout2的输出状态反馈模块电路图，与vout1的输出状态反馈模块电路原理图完全相同，唯一区别在于分压电阻r1、r2和r3的阻值不同。

参见图5，为本发明功率级模块选择输入源及输出端的算法流程图。在每个周期开始时，首先由输出状态反馈电路判断输出端vout1与vout2的状态state1与state2，即full、normal、hungry中的哪个值，输出state1与state2至输出状态机模块。在流程图中可见，当enablesource信号为1时，选择能量源作为功率级模块的输入源；而当enablesource信号为0时，还需根据两个输出状态state1与state2选择输入源。若此时state1与state2的任意一个为hungry，代表有负载端急需供电，此时选择电池为输入源进行供电；反之若state1与state2均不为hungry，则认为无负载急需供电，此时电路将不选择输入源，即跳过此周期。这样就完成了对本接口电路输入源的选择。

完成对输入源的选择后即进行对输出端的选择。若state1与state2均为full，代表两负载均能量充足无需能量，此时选择电池作为输出端，对电池进行充电。而当state1与state2均为hungry或均为normal时，代表两负载均急需供电，此时两负载优先级相同，输入源将轮流对两负载进行供电，即若上一周期中给某一负载供电，则在下一周期中为另一负载供电，即对处于相同状态的负载轮流供电。当两个负载状态不相同时，如state1为hungry，state2为full或normal时，将为负载1供电；当state1为full，state2为normal或hungry时，将为负载2供电。这样就完成了对本接口电路输出端的选择。

参见图6，本发明的动态比较器dynamic1、dynamic2、dynamic3结构相同，均采用二级结构，包括第四nmos管mn4至第十四nmos管mn14、第四pmos管mp4至第十三pmos管mp13；

其中，第四pmos管mp4至第七pmos管mp7的源极均接最高电平vdd，第四pmos管mp4、第五pmos管mp5的漏极(称此节点为x)接第六nmos管mn6的漏极、第七pmos管mp7的栅极、第八nmos管mn8的栅极及第十二pmos管mp12、第十三nmos管mn13的栅极，第六pmos管mp6、第七pmos管mp7的漏极(称此节点为y)接第七nmos管mn7的漏极、第五pmos管mp5的栅极、第五nmos管mn5的栅极及第十三pmos管mp13、第十四nmos管mn14的栅极；第四pmos管mp4与第六pmos管mp6的栅极均接时钟信号clk，第六nmos管mn6的栅极接动态比较器的正相输入端(vin+)，第七nmos管mn7的栅极接动态比较器的反相输入端(vin-)；第六nmos管mn6与第七nmos管mn7的源极分别接第五nmos管mn5的漏极与第八nmos管mn8的漏极，第五nmos管mn5的源极与第八nmos管mn8的源极均接第四nmos管mn4的漏极，第四nmos管mn4的栅极接时钟信号clk，源极接地；

第八pmos管mp8至第十三pmos管mp13的源极均接最高电平vdd，第十二pmos管mp12的漏极与第十三nmos管mn13的漏极均接第十pmos管mp10的栅极与第十一nmos管mn11的栅极，第十三nmos管mn13的源极接地；第十三pmos管mp13的漏极与第十四nmos管mn14的漏极均接第十一pmos管mp11的栅极与第十二nmos管mn12的栅极，第十四nmos管mn14的源极接地；第八pmos管mp8与第十pmos管mp10的漏极(称此节点为out+)均接第九nmos管mn9的漏极、第九pmos管mp9的栅极与第十nmos管mn10的栅极，第九pmos管mp9与第十一pmos管mp11的漏极(称此节点为out-)均接第十nmos管mn10的漏极、第八pmos管mp8的栅极与第九nmos管mn9的栅极；第九nmos管mn9的源极接第十一nmos管mn11的漏极，第十一nmos管mn11的源极接地；第十nmos管mn10的源极接第十二nmos管mn12的漏极，第十二nmos管mn12的源极接地。

此动态比较器的功能为在时钟信号clk的上升沿对正相输入端电压vin+与反相输入端电压vin-电压大小进行比较。图中可见，当clk信号为零时，管mp4、mp6导通，x点与y点均为高电平。在时钟信号clk的上升沿mn4、mp4、mp6关断，此时若vin+高于vin-，则通过管mn6的电流将大于流过管mn7的电流，从而导致x点电势下降较快，流过管mn8的电流减小，y点电势下降更慢。于是在经过耦合后，最终x点电势为零，y点电势为高电势。在经过管mn14、mp13组成的反相器后，管mn12关断，管mp11导通，此时out+点的电势为高电势。同理此时mn11导通，mp10关断，由于out+为高电势，因此管mn9导通，此时out-点的电势为零。由此可知在时钟信号clk的上升沿，若正相输入端电压vin+高于反相输入端电压vin-，则输出信号out+为1，输出信号out-为0。在本发明中采用out+点的电压作为输出信号。

参见图7，为本发明的基准源，基准源包括第十四pmos管mp14至第十八pmos管mp18、、第十五nmos管mn15至第二十一nmos管mn21及第二十二nmos管mr1；

其中，第十四pmos管mp14至第十八pmos管mp18的栅极依次连接，源极均接最高电平vdd，第十四pmos管mp14和第十五pmos管mp15的漏极分别接第十五nmos管mn15和第十六nmos管mn16的漏极，且第十四pmos管mp14的栅极、第十五pmos管mp15的栅极均接十六nmos管mn16的漏极，第十四pmos管mp14的漏极接第十五nmos管mn15的栅极及第十六nmos管mn16的栅极；

第十五nmos管mn15的源极接地，第十六nmos管mn16的源极接第二十二nmos管mr1的漏极，且第二十二nmos管mr1的栅极接基准源的输出端vref，源极接地；

第十七nmos管mn17、第十八nmos管mn18的栅极均接第十六pmos管mp16的漏极，第十七nmos管mn17的源极及第十八nmos管mn18的漏极均接第二十nmos管mn20，第十八nmos管mn18的源极接地；第十九nmos管mn19、第二十nmos管mn20的栅极均接第十七pmos管mp17，第十九nmos管mn19的源极及第二十nmos管mn20的漏极均接第二十一nmos管mn21的源极，第二十一nmos管mn21的栅极与漏极均接第十八pmos管mp18的漏极。

参见图8，为本发明的三态输出与传统的两态输出对比图。图(a)、(b)与图(c)、(d)分别是在能量源输入功率乘以转换器转换效率大于负载输出功率与能量源输入功率乘以转换器转换效率小于负载输出功率的条件下的输入输出电压波形。传统开关电源将输出状态分为饱和(full)和饥饿(hungry)两种状态，并由输出状态反馈模块判断负载所处状态，输出状态反馈模块中的基准电压vref由基准源提供，当输出电压高于vref时，认为负载处于full状态；而当输出电压低于vref时，则认为负载处于hungry状态。

图8中数字1、2、3、4、5和6分别代表相邻6个时钟上升沿，是输出状态反馈模块对输出状态进行判断的时刻。在图8(a)中，在4时刻，vin>vmpp，表示能量源有足够的能量，而此时输出电压vout高于输出参考电压vout_ref，即负载处于full状态，不需要供电，此时能量源给电池供电。而在下一时刻(时刻5)，vin<vmpp，表明能量源没有足够的能量，且负载处于hungry状态，需要供电，此时应选择电池给负载供电。综上所述，在前一周期，能量源收集的能量首先经由功率级模块储存到电池，而在下一周期又从电池中转移到负载端，收集的能量两次通过功率级模块，而功率级模块中有一定的能量损耗，因此能量利用率较低。

相较于传统两态输出，本发明则选择三态输出，即在饱和(full)，饥饿(hungry)中间加入正常(normal)状态。当负载输出电压vout高于高基准电压vref_h时，认为负载处于full状态；当负载输出电压vout低于低基准电压vref_l时，认为负载处于hungry状态；而当负载输出电压vout处于高基准电压vref_h与低基准电压vref_l之间时，认为负载处于normal状态。

在与图8(a)相同的输入和负载情况下，本发明设计的三态输出接口电路解决了传统两态输出能量利用率较低的问题。在能量源输入功率乘以转换器转换效率大于负载功率的情况下，三态输出负载端的输出电压将稳定在full状态附近，且由于输出电容的存在，输出电压vout无法在短时间内快速变化，即在输出分为三种状态的情况下，在一个周期内输出电压vout通常不能由vref_h之上跳变至vref_l之下，因此即使vin在一个周期内由vmpp之上降低至vmpp之下，负载状态也仅能由full状态跳变至normal状态。参见图8(b)，在4时刻，vin>vmpp，能量源能量充足，而vout>vref_h，负载处于full状态，能量源给电池充电；在5时刻，vin<vmpp，能量源能量不足，而vout<vref_h,且vout>vref_l，负载处于normal状态，此时系统将不选择输入源也不选择输出端，避免了能量由能量源到电池再到负载的曲折供电过程，提高能量利用率。

在能量源输入功率乘以转换器转换效率小于负载输出功率时，能量源能量不足，此时传统的两态输出接口电路却可能让能量源给电池充电的情况。参见图8(c)中，在4时刻vin<vmpp，负载处于hungry状态，此时电池给负载充电，vin继续上升，负载在一个周期内上升至full状态；而在6时刻vin>vmpp，负载处于full状态，此时能量源给电池充电；而本发明采用的三态输出则避免了这种不合理情况的发生，参见图8(d)，在能量源输入功率乘以转换器转换效率小于负载功率的情况下，三态输出负载端的输出电压将稳定在hungry状态附近。在4时刻vin<vmpp，能量源能量不足，而负载处于hungry状态，此时系统选择电池给负载充电，vin继续上升，负载输出电压在一个周期内上升至normal状态；在5时刻vin>vmpp，能量源能量充足，而负载处于normal状态，此时系统选择由能量源给负载供电，避免了两态输出中可能出现的在能量源能量不足时仍在某些特定时刻给电池充电的情况，提升转换效率。