开关电源中钳位开关的驱动电路及驱动方法与流程

本发明涉及一种开关电源，特别涉及开关电源中钳位开关的驱动电路及驱动方法，以适用于双开关互补的浮地驱动。可以应用在正激有源钳位拓扑、反激有源钳位拓扑、不对称半桥拓扑、不对称半桥反激拓扑的钳位开关管驱动。
背景技术：
：随着半导体器件及超大规模集成电路的快速发展，对大电流、低电压，低成本隔离开关电源的需求也随之大幅增加。正激有源钳位技术为vicor公司在1982年发明的专利，因为其有较好工作效率，可以实现更高的功率密度。2002年专利解锁后被各大模块电源厂商广泛采用。正激有源钳位技术分上钳位技术和下钳位技术两种，下钳位技术主要应用在低输入电压应用场合中，其优点是钳位管的驱动和主管的驱动可以共用参考点，其缺点是钳位开关必须采用pmos管，并且钳位开关和主开关并联，钳位开关的电压应力比较高，由于高压的pmos管在市场上型号不易选择，所以下钳位技术一般应用在低压的dc-dc模块中。上钳位技术可以采用nmos管做钳位开关，钳位开关mos管和变压器的原边绕组并联，钳位开关mos管电压远低于主开关mos管电压，但是其缺点是钳位开关的参考点为浮点，必须采用自举驱动或隔离驱动。如图1所示的电路为一种现有上钳位技术电路，其驱动方案为由一普通的pwm控制芯片和一高压自举驱动芯片组成，单路驱动的pwm控制ic提供一驱动信号给高压自举驱动ic,高压自举驱动ic将该信号放大后，形成一路驱动用于直接驱动主开关管q1。另外一路将输入的控制进行互补反向、自举升压后形成二路浮驱动，用于驱动钳位开关q2。一路驱动和二路驱动之间设置有死区时间来防止共通。该技术方案的缺点是采用高压的自举驱动芯片价格昂贵，一般高压自举驱动芯片的输入和输出驱动信号的延时很大，很多超过100ns，在打嗝式短路保护中，限制了工作时间段的最小占空比，造成短路保护电流大，容易损坏主开关管。如图2所示的电路为一种现有下钳位技术电路，在低输入电压的dc-dc模块电源里比较常见。其驱动方案为采用一专业的pwm控制芯片。该专业驱动控制芯片输出的1路pwm驱动信号直接驱动主开关管q1，输出2路pwm驱动信号经过由电容和二极管组成的负电压生成电路，生成一移相的负电压驱动信号来驱动钳位开关q2，该电路的优点是驱动电路相对比较简单，这种技术方案的缺点是只能采用专业的控制芯片，无替代物料可以选。并且这种专业的pwm控制芯片的价格昂贵，一般是普通控制芯片的5倍以上。一些低成本的电源项目开发上望而止步。综上所述的两种同步整流驱动技术的主要问题点如下表一所示。表一驱动延时成本图1上钳位技术大大图2下钳位技术大技术实现要素：为解决上述现有技术所存在的问题，本发明的一个目的是提供一种电路结构简单且驱动延时小的开关电源中钳位开关的驱动电路。与此相应，本发明的另一个目的是提供一种电路结构简单且驱动延时小的开关电源中钳位开关的驱动方法。为了实现上述发明目的，本发明提供一种开关电源中钳位开关的驱动电路，钳位开关采用上钳位电路，钳位开关为nmos管，包括辅助驱动电路和死区控制电路，所述辅助驱动电路，包括变压器的辅助绕组ns和电容c1，辅助绕组ns，生成与主开关的pwm驱动信号互补的反向电压做为钳位开关的驱动电压，通过电容c1加到钳位开关的栅极，以在主开关关断时，控制钳位开关导通；所述死区控制电路，生成钳位开关与主开关的导通时间之间的死区时间，以在主开关导通前，控制钳位开关关断。优选的，所述辅助驱动电路的辅助绕组ns的异名端连接到电容c1的一端，电容c1的另一端连接到钳位开关q3的栅极；辅助绕组ns的同名端分别连接到钳位开关q3的源极及主开关q4的漏极；所述死区控制电路，包括mos管q2、电容c2、电阻r2、二极管d2，电阻r2的一端和二极管d2的阴极连接后接到辅助驱动电路的辅助绕组ns的异名端，电阻r2的另一端和二极管d2的阳极连接后接到mos管q2的栅极；电容c2的一端连接到mos管q2的栅极，电容c2的另一端连接到mos管q2的源极；mos管q2的漏极连接到钳位开关q3的栅极；mos管q2的源极还连接到主开关q4的漏极。优选的，所述辅助驱动电路，还包括电阻r1，电阻r1串联在辅助绕组ns的异名端与电容c1之间，形成钳位开关q3与主开关q4的关断时间之间的死区时间，以在主开关q4关断后，使钳位开关q3延时导通。本发明还提供一种开关电源中钳位开关的驱动电路，钳位开关采用上钳位电路，包括辅助驱动电路和死区控制电路，所述辅助驱动电路，包括变压器的辅助绕组ns和电容c1，辅助绕组ns的异名端连接到电容c1的一端，电容c1的另一端连接到钳位开关q3的栅极；辅助绕组ns的同名端分别连接到钳位开关q3的源极及主开关q4的漏极；所述死区控制电路，包括mos管q2、电容c2、电阻r2、二极管d2，电阻r2的一端和二极管d2的阴极连接后，接到辅助驱动电路的辅助绕组ns的异名端，电阻r2的另一端和二极管d2的阳极连接后接到mos管q2的栅极；电容c2的一端连接到mos管q2的栅极，电容c2的另一端连接到mos管q2的源极；mos管q2的漏极连接到钳位开关q3的栅极；mos管q2的源极还连接到主开关q4的漏极。优选的，所述辅助驱动电路，还包括电阻r1，电阻r1串联在辅助绕组ns的异名端与电容c1之间，形成钳位开关q3与主开关q4的关断时间之间的死区时间，以在主开关q4关断后，使钳位开关q3延时导通。本发明另提供一种开关电源中钳位开关的驱动方法，钳位开关采用上钳位电路，步骤如下：辅助驱动信号产生步骤，通过变压器的辅助绕组生成与主开关的pwm驱动信号互补的反向电压做为钳位开关的驱动电压，并通过电容加到钳位开关的栅极，以在主开关关断时，控制钳位开关导通；第一死区控制步骤，生成钳位开关与主开关的导通时间之间的死区时间，以在主开关导通前，控制钳位开关关断。优选的，在辅助驱动信号产生步骤之前，还包括第二死区控制步骤，通过电阻与钳位开关的栅-源极间结电容cgs组成rc网络，生成钳位开关与主开关的关断时间之间的死区时间，以在主开关关断后，使钳位开关延时导通。本发明再提供一种开关电源中钳位开关的驱动电路，包括钳位驱动电路1、死区控制电路2。所述的一种钳位开关的驱动电路1，该驱动电路1产生一钳位开关驱动信号，所述的钳位开关驱动信号其特征是其与主路开关pwm驱动信号形成互补，并且保有死区时间。所述的钳位开关驱动信号的另一特征是为浮驱动信号，其参考点为钳位开关mos的源极。所述的钳位驱动电路1包括一变压器辅助绕组ns和驱动电容c1，变压器辅助绕组ns的同名端连接到主开关mos管q4的漏极，辅助绕组ns的异名端连接到驱动电容c1的一端，驱动电容c1的另一端连接到正激有源钳位的钳位开关mos管q3的栅极。所述的死区控制电路2包括开关mos管q2、电容c2、电阻r2、二极管d2。电阻r2的一端和二极管d2的阴极连接后，接到所述钳位驱动电路1的辅助绕组ns的异名端，电阻r2的另一端和二极管d2的阳极连接后接到控制开关mos管q2的栅极上。电容c2的一端连接到开关mos管q2的栅极上，另一端连接到开关mos管q2源极上。开关mos管q2漏极连接到钳位开关q3的栅极，开关mos管q2源极连接到主开关q4的漏极上。所述主开关管q4驱动电平由高电平转换成低电平的时候，主开关管q4关断时，变压器的主绕组np电压反向，异名端电压高、同名端电压低。辅助绕组ns的也是异名端电压高同名端低。正向的驱动电平通过驱动电容c1加到钳位开关q3的栅极上，钳位开关mos管q3被驱动导通，变压器的主绕组np进行去磁。所述的辅助绕组ns的异名端电压高同名端低时，所述的死区控制电路2的电阻r2给电容c2进行充电，当c2上电平达到到开关管mos管q2驱动阀值时，开关管mos管q2被导通，所述的钳位开关mos管q3的栅极驱动电平被拉低，钳位开关mos管q3被提前关断，这样就形成了主开关管q4和钳位开关mos管q3之间的死区。所述的变压器辅助绕组ns，为正激有源钳位拓扑的主变压器t1上的一绕组。其和主绕组的相位关系如图3所示。所述的开关mos管q2不局限限于mos管，可以是其他形式的可控晶体开关。本发明的钳位开关的驱动电路较图1所示的背景电路具有以下优点，1、不需要额外的自举驱动芯片，电路简单、体积小。2、主开关管驱动信号无延时，短路保护可靠性高。3、pwm控制芯片通用性强，较容易实现多品牌多型号的芯片替代。附图说明图1为正激有源钳位的现有上钳位技术电路；图2为正激有源钳位的现有下钳位技术电路；图3为本发明实施例一的开关电源中钳位开关的驱动电路的电路原理图；图4为本发明实施例一的开关电源中钳位开关的驱动电路中各开关管的驱动波形图；图5为本发明实施例二的开关电源中钳位开关的驱动电路的电路原理图；图6为本发明实施例二的开关电源中钳位开关的驱动电路中各开关管的驱动波形图；图7为本发明的说明书附图中的标记说明。具体实施方式为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的两种具体实施方式进行详细说明之前，先对本发明构思结合附图加以说明。如图3所示，一种开关电源钳位开关的驱动电路，采用变压器辅助绕组的反向电压做钳位开关mos管的驱动电压，增加一死区控制电路来产生一死区控制逻辑信号，所述的死区控制电路2输出一控制逻辑信号，让钳位开关mos管提前关断。让正激有源钳位电路的主开关mos管和钳位开关mos管的导通产生一死区时间。所述的死区时间在本领域通常是指两个开关都不导通的时间区域。实施例一图3示出了本发明实施例一的开关电源钳位开关的驱动电路，所述的钳位开关的驱动电路包括钳位驱动电路1、死区控制电路2。该钳位驱动电路1产生一钳位开关的驱动信号，钳位开关的驱动信号特点是其与主开关pwm驱动信号形成互补，并且保有死区时间。所述的钳位开关的驱动信号的另一特点是为浮驱动信号，其参考点为钳位开关mos的源极。所述的钳位驱动电路1包括一变压器辅助绕组ns和驱动电容c1，变压器辅助绕组ns的同名端分别连接到钳位开关q3的源极及主开关q4的漏极，辅助绕组ns的异名端连接到驱动电容c1的一端，驱动电容c1的另一端连接到正激有源钳位的钳位开关mos管q3的栅极。因此，钳位驱动电路1也可称为辅助驱动电路。其中，钳位开关mos管q3可简称为钳位开关q3，为nmos管。主开关mos管q4可简称为主开关q4，为nmos管。所述的死区控制电路2包括开关mos管q2、电容c2、电阻r2、二极管d2。电阻r2的一端和二极管d2的阴极连接后，接到所述钳位驱动电路1的辅助绕组ns的异名端，电阻r2的另一端和二极管d2的阳极连接后接到控制开关mos管q2的栅极上。电容c2的一端连接到开关mos管q2的栅极上，电容c2的另一端连接到开关mos管q2的源极上。开关mos管q2的漏极连接到钳位开关q3的栅极，开关mos管q2的源极连接到主开关q4的漏极上。图4示出了本发明实施例一各开关mos管的驱动波形，及钳位开关mos管q3和主开关mos管q4的导通时间及它们之间的死区时间td。其中，vgs1是ic1中pwm的占空比波形，即是ic1输出的主开关管q4的pwm驱动信号。vgs2是开关管q2的驱动波形。vgs3是钳位开关q3的驱动波形，该驱动波形与主开关q4的pwm驱动信号形成互补，并且保有死区时间td。本发明所形成的主开关mos管驱动波形及钳位mos管驱动波形，没有产生时间上的延时，短路保护可靠性高。在主开关管q4驱动电平由高电平转换成低电平的时候，主开关管q4关断时，变压器的主绕组np电压反向，异名端电压高、同名端电压低。辅助绕组ns的也是异名端电压高同名端低。正向的驱动电平通过驱动电容c1加到钳位开关q3的栅极上，钳位开关mos管q3被驱动导通，变压器的主绕组np进行去磁。本电路由于采用辅助绕组ns为钳位开关q3提供驱动信号，不需要额外的自举驱动芯片，电路简单、体积小。所述的辅助绕组ns的异名端电压高同名端低时，所述的死区控制电路2的电阻r2给电容c2进行充电，当电容c2上电平达到开关管mos管q2驱动阀值时，开关管mos管q2被导通，所述的钳位开关mos管q3的栅极驱动电平被拉低，钳位开关mos管q3被提前关断，这样就形成了主开关管q4和钳位开关mos管q3之间的死区。由于本发明的驱动电路实现了将一路驱动信号转换成两路互补、并且一路浮驱动、两路驱动信号间能产生死区时间的驱动信号，在控制芯片的选择上可以直接选用通用性强、成本低的单路控制芯片。实施例二图5示出了本发明实施例二的开关电源钳位开关的驱动电路，其和实施案例一的区别是在钳位驱动电路1中增加一电阻r1，连接关系为电阻r1的一端连接到辅助绕组ns的异名端，电阻r1的另一端连接到驱动电容c1的一端，其它连接关系保持不变。本案例所增加的电阻r1和钳位开关mos管q3的栅极-源极结电容cgs组成rc网络，当辅助绕组ns的异名端电压为正时，钳位开关mos管q3的栅极电压gs3延时后达到驱动阀值电压，钳位开关mos管q3被延时导通。之后的工作过程和实施案例一一致。图6示出了本发明实施例二各开关mos管的驱动波形，及钳位开关mos管和主开关mos管的导通时间及它们之间的两个死区时间，即生成于钳位开关q3与主开关q4的关断时间之间的死区时间td1，和生成钳位开关q3与主开关q4的导通时间之间的死区时间td2。其中，vgs1是ic1中pwm的占空比波形，vgs2是开关管q2的驱动波形，vgs3是钳位开关q3的驱动波形。本发明开关电源中钳位开关的驱动电路，运用双开关互补的浮地驱动原理，无需自举驱动或隔离驱动等辅助性电路，消除了自举驱动芯片等现有控制ic性能指标的设计限制，使钳位开关的驱动电路设计更灵活。且该驱动电路不挑电路拓扑，不仅可应用在正激有源钳位拓扑，基于双开关互补的浮地驱动原理可知，本发明的钳位开关的驱动电路还可以应用在反激有源钳位拓扑、不对称半桥拓扑、不对称半桥反激拓扑的钳位开关的驱动，同样也无需外加自举驱动或隔离驱动等辅助性电路。当前第1页12