逆变器的控制方法与流程
本发明涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种逆变器的控制方法。
背景技术：
空间矢量控制脉宽调制技术(svpwm)由于其电压利用率高、谐波含量相对少、易于数字化实现等优点迅速成为近年来逆变器控制领域的热点。现有的三电平矢量控制脉宽调制控制需要进行三角函数运算，并且要先判断大扇区后判断小扇区，因而耗时，处理速度较慢。
技术实现要素：
本发明基于以上一个或多个技术问题，提供一种逆变器的控制方法，用以解决现有技术中耗时和处理速度慢的问题。
本发明公开了一种逆变器的控制方法，包括如下步骤：
s1、对参考电压矢量在120°坐标系下进行变换；
s2、从所述参考电压矢量中选取在正三角形区域的三个参考电压矢量作为基本矢量；
s3、动态调节所述基本矢量状态次序，并依据伏秒平衡原理相应计算所述基本矢量的作用时间，在所述基本矢量的作用时间包括损失的伏秒特性的补偿时间；
s4、依据所述作用时间的长短相应输出触发信号控制所述逆变器工作。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：选取内圈正六边形上的矢量为参考电压矢量所在正三角形区域的首矢量。
优选地，所述步骤s3中：所有首矢量的状态改变均以逆时针方向变化。
优选地，所述步骤s3中，当参考电压矢量落在正三角形中有2个可被选为首矢量时，选取能先达到内圈逆时针状态的矢量为首矢量。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：确定参考电压矢量所在的正三角形区域，其中，首先确定合成参考电压矢量的基本矢量是否在内圈六边形上，当基本矢量中只有1个符合要求时，该矢量即为首矢量。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：首先要选取距离参考电压矢量最近的4个矢量，所述4个矢量是由参考电压矢量在g轴和h轴上投影的上下取整所组成的4个矢量。
优选地，在步骤s1之前还包括：对所述参考电压矢量的幅值和相位进行实时修正。
优选地，所述逆变器的数量为若干个，若干个所述逆变器并联设置，所述逆变器为三电平逆变器。
优选地，所述步骤s4进一步包括：
s10、根据负荷功率因数波动范围,以及功率因数区间的下限λ1和上限λ2，获取功率因数角θ0；
s20、对所有三电平模拟逆变器取统一的电压幅值ed，按照三电平模拟逆变器容量的反比获取虚拟阻抗zd；
s30、根据所述虚拟阻抗zd进行功率坐标变换，得到第一广义功率量pd和第二广义功率量qd；
s40、对第一广义有功功率pd使用下垂控制，得到三电平模拟逆变器频率f，然后通过积分得到电压相角δ，通过该电压相角δ和电压幅值ed共同构成初始电压edsinδ；
s50、将初始电压edsinδ减去三电平模拟逆变器输出电流在虚拟阻抗zd上的压降，以此形成三电平模拟逆变器的最终指令电压vref；
s60、根据所述指令电压vref控制三电平模拟逆变器输出电压。
优选地，所述步骤s10具体为：根据负荷功率因数波动范围,以及功率因数区间的下限λ1和上限λ2，获取功率因数角θ0，其中，
综上所述，本发明逆变器的控制方法通过基本矢量的动作规律进行优化安排，避开现有三电平的大小扇区判断，动态实现每个矢量的动作安排，简化了过程步骤，更易于数字实现，大大提高了运算速度。
附图说明
图1是本发明逆变器的控制方法的流程图；
图2是本发明120°空间矢量坐标系图；
图3是本发明设置有4个最近矢量的坐标系图；
图4是本发明确定3个基本矢量时的坐标系图；
图5是本发明矢量动作安排顺序图；
图6是本发明首矢量分部图；
图7是本发明首矢量确定流程图；
图8为本发明最终首矢量确定流程图；
图9是本发明另一种实施例的逆变器的方法的流程图；
图10是本发明多个逆变器并联在一起时的功率传输示意图；
图11是本发明另一种实施例的逆变器的电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例以及实施例中的各个特征可以相互结合，均在本发明的保护范围之内。
实施例一
请参阅图1至图8，本发明公开了一种逆变器的控制方法，包括如下步骤：
s1、对参考电压矢量在120°坐标系下进行变换；
在一个具体实施例中，上述120°坐标系的建立和变换进行详细说明如下：
如图2所示,首先建立120°坐标系，g轴为横轴与直角坐标系的轴重合，h轴为轴逆时针旋转120°。设参考电压矢量vref在90°的直角坐标系下坐标为(uα，uβ)，在g-h坐标系下坐标为(ug，uh)，由于参考电压矢量固定，可得到下式：
再通过clark变换，可以得到abc三相电压在120°坐标系下的形式，见下式：
在120°坐标系下，矢量从三角函数运算变换为整数运算，能大大降低系统运算的速度。
s2、从所述参考电压矢量中选取在正三角形区域的三个参考电压矢量作为基本矢量；
所述步骤s2在一个具体实施例中，首先确定合成参考电压矢量的基本矢量是否在内圈六边形上，当基本矢量中只有1个符合要求时，该矢量即为首矢量。
进一步地，所述步骤s2具体包括：确定参考电压矢量所在的正三角形区域，其中，首先要选取距离参考电压矢量最近的4个矢量，这4个矢量是由参考电压矢量在g轴和h轴上投影的上下取整所组成的4个矢量。
s3、动态调节所述基本矢量状态次序，并依据伏秒平衡原理相应计算所述基本矢量的作用时间，在所述基本矢量的作用时间包括损失的伏秒特性的补偿时间；
s4、依据所述作用时间的长短相应输出触发信号控制所述逆变器工作。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：选取内圈正六边形上的矢量为参考电压矢量所在正三角形区域的首矢量。
优选地，所述步骤s3中：所有首矢量的状态改变均以逆时针方向变化。
优选地，所述步骤s3中，当参考电压矢量落在正三角形中有2个可被选为首矢量时，选取能先达到内圈逆时针状态的矢量为首矢量。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：确定参考电压矢量所在的正三角形区域，其中，首先确定合成参考电压矢量的基本矢量是否在内圈六边形上，当基本矢量中只有1个符合要求时，该矢量即为首矢量。
优选地，所述步骤s3的动态调节所述基本矢量状态次序包括：首先要选取距离参考电压矢量最近的4个矢量，所述4个矢量是由参考电压矢量在g轴和h轴上投影的上下取整所组成的4个矢量。
优选地，在步骤s1之前还包括：对所述参考电压矢量的幅值和相位进行实时修正。
较佳地，所述步骤s1具体包括：对参考电压矢量在120°坐标系下进行clark变换。
现将如何进行基本矢量的确定进行详细说明如下：
对于任意参考电压矢量，选取其所在的三角形区域的3个矢量为基本矢量。
首先要选取距离参考电压矢量最近的4个矢量，这4个矢量是由参考电压矢量在g轴和h轴上投影的上下取整所组成的4个矢量，见图3。
因此4个基本矢量分别为：ucc，ucf，ufc，uff，c代表ceiling，向上取整，f代表floor，向下取整。
由图3可以看出，ucc，uff为其中2个确定的基本矢量，如图4所示。第3个矢量由参考电压矢量终点的平行方程表达式确定。
假设：g-h＝k
为经过参考电压矢量vref终点的方程，当k≥ugc-uhc时，vref落在正三角形内，此时选取ucf为第3个基本矢量；反之，vref则落在倒三角形内，此时选取ufc为第3个基本矢量。
基本矢量选取过程中，定义u1＝uff，u2＝ucc，u3＝ucf或ufc。由表1整理的前半段矢量安排可以看出：当vref在正三角形区域时，矢量动作体现顺时针性，结合120°坐标系的三角形特点和3个基本矢量的定义，矢量动作顺序为l—2—3—1所在循环；当vref在倒三角形区域时，矢量动作体现逆时针性，矢量的动作顺序仍然为l—2—3—1所在循环。如图5所示。
通过上述理论分析可以发现：在120°坐标系下，合成参考电压矢量的基本矢量是由vref所在的三角形所确定的，无论vref在哪个三角形区域，基本矢量都是以固定的规律动作。本发明将整个空间矢量归一到一个三角形，针对一个小三角的基本矢量安排即完成了整个空间矢量的安排。整个推导过程中没有牵涉到任何的扇区判断，大大化简了运算步骤。
现将如何进行首矢量的确定及判定进行详细说明如下：
基于上述理论分析，确定了7段式状态变化的原则，因此只要确定7段式的首个动作矢量，即完成了一个三角形区域的svpwm逆变控制，进而完成了整个120°坐标系下的svpwm算法控制。由此可看出：所有的首矢量均分布在内圈的正六边形上，如图6所示。
由此可看出，所有首矢量的状态改变均以逆时针方向变化，选取内圈正六边形上的矢量为所在小三角区域的首矢量。当参考电压矢量vref落在三角形中有2个可被选为首矢量时，优先选取能先达到内圈逆时针状态的矢量为首矢量。
现将首矢量确定流程进行详细说明如下：
如图7所示，本发明中确定首矢量的一种方法流程，首选选取基本矢量u1，u2，u3；从这三个里面任选一个基本矢量作为第1个矢量，然后去判断这一矢量是否满足内圈六边形方程，如果不满足，则选取下一个矢量是否满足，当找出来有一个满足后，输出内圈六边形方程，当三个基本矢量中只有1个符合要求时，该矢量即为首矢量。当基本矢量中有2个在内圈六边形上时，则需要进一步判断，如图8所示，从两个矢量电压v1和v2开始，分别比较在h轴和g轴上的电压分量大小，v1h和v2h表示h轴上的分量，v1g和v2g表示g轴上的电压分量大小。若v1h-v2h＝0时，则取v1g和v2g中二者中绝对值最大的一个电压值对应的矢量作为首矢量；若v1g-v2g＝0时，则取v1h和v2h中二者中绝对值最小的一个电压值对应的矢量作为首矢量；v1h-v2h＝v1g-v2g则取v1h和v2h中二者中绝对值最小的一个电压值对应的矢量作为首矢量。
实施例二
请参阅图9及图10，本发明提供的逆变器的控制方法，在上述实施例一的基础上，当逆变器的数量增多时，所述逆变器的数量为若干个，若干个所述逆变器与至少一三电平模拟逆变器并联连接，则上述逆变器的控制方法中，其步骤s4进一步包括如下步骤：
s10、根据负荷功率因数波动范围,以及功率因数区间的下限λ1和上限λ2，获取功率因数角θ0；
s20、对所有三电平模拟逆变器取统一的电压幅值ed，按照各三电平模拟逆变器容量的反比获取虚拟阻抗zd；
s30、根据所述虚拟阻抗zd进行功率坐标变换，得到第一广义功率量pd和第二广义功率量qd；
s40、对第一广义有功功率pd使用下垂控制，得到逆变器频率f，然后通过积分得到电压相角δ，通过该电压相角δ和电压幅值ed共同构成初始电压edsinδ；
s50、将初始电压edsinδ减去三电平模拟逆变器输出电流在虚拟阻抗zd上的压降，以此形成三电平模拟逆变器的最终指令电压vref；
s60、根据所述指令电压vref控制三电平模拟逆变器输出电压。
本发明通过上述步骤s10至s60，可克服实践中单独控制上述逆变器存在控制不能满足实际工业生产需要的问题，因为在实际生产中长时间使用易于出现工作状态不稳定的问题。通过设置若干个所述逆变器与至少一三电平模拟逆变器并联连接实现了对逆变器数字控制和模拟控制的一体化，不仅可以有助于上述逆变器电压稳定，提升了准确性，而且大幅改善了单一数字逆变器实际中长时间工作状态不够稳定的问题。
较佳地，所述步骤s10具体为：根据负荷功率因数波动范围,以及功率因数区间的下限λ1和上限λ2，获取功率因数角θ0，其中，
所述步骤s20具体为：对所有三电平模拟逆变器取统一的电压幅值ed，按照三电平模拟逆变器容量的反比取虚拟阻抗zd，其中，zd＝rd+jxd，rd为虚拟电阻，xd为虚拟电抗，其中，所述功率因数角θ0按如下公式获取，
所述步骤s30具体为：根据所述虚拟阻抗zd通过如下公式进行功率坐标变换，得到第一广义功率量pd和第二广义功率量qd，其中，
所述步骤s40具体为：对广义有功功率pd使用下垂控制，得到三电平模拟逆变器频率f，然后通过积分得到电压相角δ，电压相角δ和电压幅值ed共同构成初始电压edsinδ，其中，下垂控制中的下垂系数m与三电平模拟逆变器额定容量成反比。
现将如何进行下垂控制和功率坐标变换详细说明如下：
请参阅图10，图10是本发明多个逆变器并联在一起时其中有若干个三电平模拟逆变器的功率传输示意图,其中，m为三电平模拟逆变器出口，n为并网母线点，es∠δ为三电平模拟逆变器输出电压，eb∠0°为母线电压，zl＝r+jx为线路阻抗，s＝p+jq为三电平模拟逆变器输出的视在功率。
结合式(1)、式(2),利用x，r对p，q进行变换，可得广义有功功率pd及广义无功功率qd如式(3)和式(4)所示。
式(3)和式(4)可进一步简写为:
式中:
如果将(p,q)视为直角坐标系中的一点,将坐标系顺时针旋转π/2-θ，(p,q)重新投影在新坐标系上可得点(pd,qd),此即为式(5)所示的变换过程,因此可将上述变换称为功率坐标变换。进一步分析可知：pd由频率决定，qd由电压差决定,即可对pd，qd实行下垂控制,如式(6)、式(7)所示。
式中:
消除频率偏差的具体实现方法如下：
利用虚拟阻抗法,假设引入的虚拟阻抗为zd＝rd+jxd(rd和xd分别为虚拟电阻和虚拟电抗),则
pσl和qσl,则按式(8)选择rd和xd.
若按三电平模拟逆变器额定容量的比选择广义有功下垂系数和虚拟阻抗值,则稳态时第i个逆变器功率pi和qi基本达到按比例分配，具体分析如下:
式中:si为第i个三电平模拟逆变器的额定容量∑sj为所有三电平模拟逆变器额定容量之和。
结合式(3)可知此时pdi趋近于零,频率偏差也趋近于零；在动态过程中,若三电平模拟逆变器功率pi和qi未按比例分配,则pdi是一个较大的量,可起到迅速调节的作用。式(8)表明,只需选择虚拟阻抗角,使其等于负荷功率因数角即可大幅度减小稳态频率偏差,而不需要减小下垂系数，其中，此处的功率因数角是指逆变器组成的网络的总负荷的功率因数角。
由于网络负荷功率因数并非确定值,而会波动,给应用带来一定困难.假设按照功率因数角θ0取虚拟阻抗,结合式(8)将θ0代入得式(10).
假设功率功率因数角由θ0变为θ0+δθ,网络的视在总负荷不变,则单台逆变器的视在负荷s也不变,结合式(3)和式(6)可以推算得到:
f＝f*-m(scos(θ0+δθ)sinθ0-ssin(θ0+δθ)cosθ0)
＝f*+mssinδθ(11)
由式(11)可知,频率偏差主要取决于功率因数角的波动范围,功率因数角波动越小,频率偏差越小。在实际应用中功率因数角并不需要实时变动,可以将功率因数分为若干区间,当功率因数处于该区间时,可以采用固定的虚拟阻抗角.假设功率因数在区间[λ1,λ2]内是均匀分布的,要使频率偏差的方差最小,经过简单推导可知θ0按照式(12)选取。
因此，即使功率因数波动,该方法也具有较好的效果。通过网络的负荷类型、组成和运行情况信息,可将网络负荷功率因数分为几个区间,在每个区间内统一使用由式(12)计算得到θ0。
现将有功和无功负荷按比例分担详细说明如下：
由于控制的目标并非pd，qd，而是p，q的按比例分配,对于编号i,j且额定容量分别为si,sj的逆变器,假设其广义有功下垂系数分别为mi和mj,虚拟阻抗分别为zdi和zdj。
对式(5)进行三电平模拟逆变换可得:
p＝pdsinθ+qdcosθ(13)
q＝qdsinθ-pdcosθ(14)
根据式(13)和式(14),任意两个编号为i,j的
dg的p,q之比如式(15)和(16)所示。
由式(15)和式(16)可知,若广义功率满足式(17),则根据等比定理可得式(18)。
通过式(17)和式(18)可知,要实现三电平模拟逆变器p和q的按容量比例分担,只需控制三电平模拟逆变器的广义功率pd和qd,使之按三电平模拟逆变器的容量比例分配即可。为实现这一目标,只需按照三电平模拟逆变器额定容量的反比选择广义有功下垂系数m和虚拟阻抗zd即可。
实施例三
请参阅图11，本发明在上述实施例一和上述实施例二的基础上，相应提供出一种新型的逆变器控制电路，其包括主处理器、存储器和三电平模拟逆变器电路，上述主处理器调用所述存储器存储的程序指令控制所述三电平模拟逆变器电路工作。上述三电平模拟逆变器电路包括：正弦波产生电路1、反向电路2、第一迟滞比较3、第二迟滞比较电路4、第一开关电路5、第二开关电路6及输出电路7。
所述正弦波产生电路1用于产生正弦波信号，并将所述正弦波信号传送给所述第一迟滞比较电路3；所述反向电路2用于将所述正弦波信号进行反向处理后发送给所述第二迟滞比较电路4；所述第一迟滞比较电路3用于根据所述正弦波信号及所述输出电路反馈的信号控制所述第一开关电路5开启或关闭；所述第二迟滞比较电路4用于根据所述反向电路2的输出信号及所述输出电路7反馈的信号控制所述第二开关电路6开启或关闭；所述输出电路7用于将所述第一开关电路5和所述第二开关电路6的输出信号进行滤波和放大，以输出至用电设备。
较佳地，所述正弦波产生电路1包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第一电容c1、第二电容c2及第一运算放大器q1，所述第一电阻r1的一端与所述第一电容c1相连，所述第一电阻r1的另一端与所述第三电阻r3一端及所述第一运算放大器q1的输出端电连接，所述第一电容c1的另一端与所述第二电阻r2、第二电容c2一端及所述第一运算放大器q1的反向输入端电连接，所述第二电阻r2及所述第二电容c2的另一端接地，所述第三电阻r3的另一端与所述第四电阻r4一端及所述第一运算放大器q1的正向输入端电连接，所述第四电阻r4的另一端接地。
所述反向电路2包括第五电阻r5、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8及第二运算放大器q2，所述第五电阻r5的一端与所述正弦波产生电路相连，所述第五电阻r5的另一端与所述第六电阻r6一端及所述第一迟滞比较电路3相连，所述第六电阻r6的另一端与所述第七电阻r7及所述第二运算放大器q2的反向输入端电连接，所述第七电阻r7的另一端与所述第二运算放大器q2的输出端电连接，所述第八电阻r8的一端接地，所述第八电阻r8的另一端与所述第二运算放大器q2的正向输入端电连接。
所述第一迟滞比较电路3包括第三运算放大器q3及第九电阻r9，所述第三运算放大器q3的正向输入端与所述第九电阻r9一端及所述输出电路7电连接，所述第九电阻r9的另一端与所述第三运算放大器q3的输出端电连接，所述第三运算放大器q3的反向输入端与所述第五电阻r5一端电连接，所述第三运算放大器q3的输出端与所述第一开关电路5电连接，用于开启或关闭所述第一开关电路5。
所述第二迟滞比较电路4包括第四运算放大器q4及第十电阻r10，所述第四运算放大器q4的正向输入端与所述第十电阻r10一端及所述输出电路7电连接，所述第十电阻r10的另一端与所述第四运算放大器q4的输出端电连接，所述第四运算放大器q4的反向输入端与所述第二运算放大器q2的输出端电连接，所述第四运算放大器q4的输出端与所述第二开关电路6电连接，用于开启或关闭所述第二开关电路6。
所述第一开关电路5包括第十一电阻r11、第十二电阻r12及第一场效应管k1，所述第十一电阻r11的一端与所述第一场效应管k1的源极相连，所述第十一电阻r11的另一端与所述第一场效应管k1的栅极相连，所述第一场效应管k1的栅极与所述第十二电阻r12的一端相连，所述第十二电阻r12的另一端与所述第三运算放大器q3相连。
所述第二开关电路6包括第十三电阻r13、第十四电阻r14及第二场效应管k2，所述第十三电阻r13的一端与所述第二场效应管k2的源极相连，所述第十三电阻r13的另一端与所述第二场效应管k2的栅极相连，所述第二场效应管k2的栅极与所述第十四电阻r14的一端相连，所述第十四电阻r14的另一端与所述第四运算放大器q4相连。
所述输出电路7包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一电感l1、第二电感l2、第十五电阻r15、第十六电阻r16、第十七电阻r17、第十八电阻r18、第十九电阻r19、第二十电阻r20、第一初级线圈p1、第二初级线圈p2及次级线圈p3。
所述第一二极管d1的阳极与所述第十五电阻r15电连接，所述第一二极管d1的阴极与所述第一开关电路及所述第一电感l1电连接；所述第二二极管d2的阳极与所述第十六电阻r16一端电连接，所述第二二极管d2的阴极与所述第二开关电路及所述第二电感l2一端电连接，所述第十六电阻r16的另一端接地；其中，所述第十五电阻r15及第十六电阻r16分别并联有第三电容c3及第四电容c4，以让高频续通过，而对低频产生阻抗。
所述第一电感l1的另一端与所述第三二极管d3的阳极及所述第一初级线圈p1一端电连接，所述第一初级线圈p1的另一端接地，所述第二二极管d2的阴极与所述第十七电阻r17的一端电连接，所述第十七电阻r17的另一端与所述第三运算放大器q3的正向输入端及所述第十八电阻r18一端电连接，所述第十八电阻r18的另一端接地；
所述第二电感l2的另一端与所述第四二极管d4的阳极及所述第二初级线圈p2一端电连接，所述第二初级线圈p2的另一端接地，所述第四二极管d4的阴极与所述第二十电阻r20的一端电连接，所述第二十电阻r20的另一端与所述第四运算放大器q4的正向输入端及所述第十九电阻r19一端电连接，所述第十九电阻r19的另一端接地，所述次级线圈p3与所述第一初级线圈p1及第二初级线圈p2相互耦合。通过所述电感l1及所述电感l2，可使输出信号较为平滑稳定。
综上所述，本发明通过根据负荷功率因数选择虚拟阻抗的阻抗角,并进行功率坐标变换,采用广义功率量下垂控制调节广义有功功率,通过虚拟阻抗调节广义无功功率,从而实现有功和无功负荷的按比例分担以及较大地减少了稳态频率偏差。此外，本发明的逆变器效率高，输出信号较平滑稳定。
以上所述仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。
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