有源整流器的制作方法

本发明涉及用于无线充电系统的有源整流器。

背景技术：

随着社会的发展，电子设备得到广泛应用，并且其应用范围和数量在不断增加。这种电子设备基本都需要电源的供应，为了提供电源，需要发电机、功率发送器、功率接收器、变换器等各种电力设备。电力变换器可分dc/dc(直流/直流)变换器、dc/ac(直流/交流)变换器、ac/dc(交流/直流)变换器，通常将ac/dc变换器称作整流器。

近几年，智能手机、平板电脑、智能手表、蓝牙耳机、穿戴式设备等iot(物联网)环境中使用的it设备的数量在逐渐增加。因此，比起以往，对无线充电技术的需求呈增长趋势。无线充电或无线电力传输在物理上可分为功率发送侧和功率接收侧，可利用线圈或电感等来传送交流电。在功率发送侧核心是dc/ac变换器，在功率接收侧核心是ac/dc变换器。

图1是表示无线充电系统的概念图。在无线充电系统中，功率发送侧和功率接收侧的电力传输效率非常重要，决定效率的主要因素是dc/ac变换器12和ac/dc变换器22(即整流器)的转换效率。在无线充电系统中，为了获得稳定的电力传输，功率发送侧和功率接收侧按照规定的标准进行通信，根据发送侧和接收侧的状态进行电力传输。功率发送器传输的电量根据情况会有所变化，因此在接收侧，需要可针对宽的电力范围或电流范围工作的ac/dc变换器(即整流器)。

图9表示现有技术中的用于无线充电系统中的有源整流器，(a)表示结构示意图，(b)表示工作时的时序图。如图9(a)所示，以桥接方式连接了第一～第四开关元件m1～m4，在第一开关元件m1与第三开关元件m3之间的连接点ac1和第二开关元件m2与第四开关元件m4之间的连接点ac2之间连接了功率接收器24，并且分别与各开关元件连接了第一～第四比较器201～204。与四个开关元件m1～m4分别并联连接的二极管表示各开关元件的寄生电容。g1～g4表示第一～第四比较器201～204的输出信号。如图9(b)所示，以连接点acl与第一比较器201的输出g1为例时，连接点ac1的电压下降至小于地电位时，第一比较器201的输出g1变成高电平，第一开关元件m1被导通，其他开关元件的工作原理也是同样的。

但是，在图9(a)所示的有源整流器中，例如，在开关元件m1截止后，开关元件m2应立即导通，但实际上很难做到这一点，这是因为包括比较器的反馈控制环中存在时间延迟，无论将反馈控制设置得多么快速，这种时间延迟是不可避免的。在延迟时间内，由于开关元件未被导通，因此通过自身的寄生电容工作，这使得整流器的转换效率下降。

另外，在无线充电系统中，想要提高电力传输效率就需要提高整流器的ac/dc转换效率，而想要提高整流器的ac/dc转换效率，需要使图9中的各开关元件m1～m4的阻抗非常小，为此各开关元件m1～m4的尺寸会变得很大，在这种情况下，各开关元件导通或截止时会产生振铃现象(ringing)。因此，整流器的转换效率会下降。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题而完成，其目的在于提供一种用于无线充电系统的工作电流范围宽的有源整流器。

本发明提供一种有源整流器，用于无线功率传输系统，该有源整流器的特征在于，包括：第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件；第一比较器、第二比较器、第三比较器和第四比较器；第一参考电压切换器、第二参考电压切换器、第三参考电压切换器和第四参考电压切换器；以及所述第一开关元件的第一端与所述第三开关元件的第一端之间的第一连接点，和所述第二开关元件的第一端与所述第四开关元件的第一端之间的第二连接点，在所述第一连接点与所述第二连接点之间连接所述无线功率传输系统的功率接收器，所述第一比较器中，反相输入端与所述第一连接点连接，非反相输入端与所述第一参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第一开关元件的第二端连接，所述第二比较器中，反相输入端与所述第二连接点连接，非反相输入端与所述第二参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第二开关元件的第二端连接，所述第三比较器中，反相输入端与所述第一连接点连接，非反相输入端与所述第三参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第三开关元件的第二端连接，所述第四比较器中，反相输入端与所述第二连接点连接，非反相输入端与所述第四参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第四开关元件的第二端连接，所述第一参考电压切换器的另一端与所述第一开关元件的第二端连接，所述第二参考电压切换器的另一端与所述第二开关元件的第二端连接，所述第三参考电压切换器的另一端与所述第三开关元件的第二端连接，所述第四参考电压切换器的另一端与所述第四开关元件的第二端连接。

优选地，该有源整流器还包括第一保持电路、第二保持电路、第三保持电路和第四保持电路，所述第一保持电路控制所述第一比较器，将所述第一比较器的输出保持预定期间，所述第二保持电路控制所述第二比较器，将所述第二比较器的输出保持所述预定期间，所述第三保持电路控制所述第三比较器，将所述第三比较器的输出保持所述预定期间，所述第四保持电路控制所述第四比较器，将所述第四比较器的输出保持所述预定期间。

优选地，所述第一保持电路包括检测所述第一比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第一边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第一比较器，所述第二保持电路包括检测所述第二比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第二边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第二比较器，所述第三保持电路包括检测所述第三比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第三边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第三比较器，所述第四保持电路包括检测所述第四比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第四边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第四比较器。

优选地，所述第一至第四参考电压切换器由多路复用器构成。

优选地，所述第一开关元件和第二开关元件是n沟道型mos晶体管，所述第三开关元件和第四开关元件是p沟道型mos晶体管。

优选地，所述第一至第四开关元件是n沟道型mos晶体管。

优选地，所述有源整流器还包括第一升压转换器和第二升压转换器，所述第一升压转换器连接在所述第三比较器与所述第三开关元件的第二端之间，所述第二升压转换器连接在所述第四比较器与所述第四开关元件的第二端之间。

本发明还提供一种有源整流器，用于无线功率传输系统，该有源整流器的特征在于，包括：第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件和第四开关元件；第一比较器和第二比较器；第一参考电压切换器和第二参考电压切换器；以及所述第一开关元件的第一端与所述第三开关元件的第一端之间的第一连接点，和所述第二开关元件的第一端与所述第四开关元件的第一端之间的第二连接点，在所述第一连接点与所述第二连接点之间连接所述无线功率传输系统的功率接收器，所述第一比较器中，反相输入端与所述第一连接点连接，非反相输入端与所述第一参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第一开关元件的第二端连接，所述第二比较器中，反相输入端与所述第二连接点连接，非反相输入端与所述第二参考电压切换器的一端连接，输出端与所述第二开关元件的第二端连接，所述第一参考电压切换器的另一端与所述第一开关元件的第二端连接，所述第二参考电压切换器的另一端与所述第二开关元件的第二端连接，在所述第三开关元件的第二端利用所述第二比较器的输出信号，在所述第四开关元件的第二端利用所述第一比较器的输出信号。

优选地，该有源整流器还包括第一保持电路和第二保持电路，所述第一保持电路控制所述第一比较器，将所述第一比较器的输出保持预定期间，所述第二保持电路控制所述第二比较器，将所述第二比较器的输出保持所述预定期间。

优选地，所述第一保持电路包括检测所述第一比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第一边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第一比较器，所述第二保持电路包括检测所述第二比较器的输出信号的上升沿或下降沿的第二边缘检测器，根据检测的结果在所述预定期间内控制所述第二比较器。

优选地，所述第一和第二参考电压切换器由多路复用器构成。

优选地，所述第一开关元件和第二开关元件是n沟道型mos晶体管，所述第三开关元件和第四开关元件是p沟道型mos晶体管。

优选地，该有源整流器还包括第一反相器和第二反相器，所述第三开关元件的第二端经由所述第一反相器输入所述第二比较器的输出信号，所述第四开关元件的第二端经由所述第二反相器输入所述第一比较器的输出信号。

优选地，所述第一至第四开关元件是n沟道型mos晶体管。

优选地，所述有源整流器还包括第一升压转换器和第二升压转换器，所述第三开关元件的第二端经由所述第一升压转换器输入所述第二比较器的输出信号，所述第四开关元件的第二端经由所述第二升压转换器输入所述第一比较器的输出信号。

根据本发明，能够消除或最小化有源整流器依靠开关元件的寄生电容工作的时间，并且能够有效地抑制振铃现象，由此能够提高有源整流器的转换效率。因此，能够提供可在输入电流范围宽的无线充电系统中稳定工作的同时，可用于要求高效率的系统中的高效率的有源整流器。

附图说明

图1是表示无线充电系统的概念图。

图2是表示本发明的实施方式1的有源整流器的示意图。

图3是有源整流器的各开关元件导通时的时序图，(a)表示现有技术结构下的各开关元件导通时间的延迟，(b)表示基于本发明的图2的结构抑制各开关元件导通时间的延迟的示意图。

图4是有源整流器的各开关元件导通时的时序图，(a)表示现有技术结构下的振铃现象，(b)表示基于本发明的图2的结构抑制振铃现象的效果图。

图5(a)是表示本发明的参考电压切换器结构的示意图，(b)是表示参考电压切换器的时序图。

图6是表示本发明的变形例1的有源整流器的示意图。

图7是表示本发明的实施方式2的有源整流器的示意图。

图8是表示本发明的变形例2的有源整流器的示意图。

图9表示现有技术中的用于无线充电系统中的有源整流器，(a)表示结构示意图，(b)表示工作时的时序图。

具体实施方式

在以下说明中，特定的结构及说明仅仅是为了更容易理解本发明而进行的说明，本发明能够以各种方式实施，并不限于本说明书记载的方式。另外，在不超出本发明的技术思想的范围内，可对本发明实施各种变更、改良等，这些变更、改良均包含在本发明的保护范围内。

此外，在以下说明中使用的“第一”、“第二”等用语可说明具体的构成要素，但是这些用语并不限定这些构成要素。这些用语仅用于区分各构成要素。另外，本说明书使用的某一构成要素与另一构成要素连接或相连，可以表示两者的直接连接，也可以表示两者的间接连接。另外，对相同或相似的构成要素赋予相同的符号标记。

以下，参照附图来说明本发明的具体实施方式。

实施方式1

图1是表示无线充电系统的概念图，图2是表示本发明的实施方式1的有源整流器的示意图，是表示图1中的ac/dc变换器(即整流器)22的具体结构的示意图。

如图2所示，有源整流器22(以下，有时仅称为整流器)包括：第一～第四开关元件mi～m4、第一～第四比较器201～204、第一～第四参考电压切换器211～241、第一开关元件m1与第三开关元件m3之间的连接点ac1以及第二开关元件m2与第四开关元件m4之间的连接点ac2。与第一～第四开关元件m1～m4分别并联连接的二极管表示各开关元件自身的寄生电容。在连接点ac1与连接点ac2之间连接功率接收器24，该接功率接收器24可由电感器和电容器构成，在本发明中并不特别限定。另外，如图2所示，整流器22还可以包括第一～第四保持电路212～242以及第一～第四边缘检测器213～243。整流器22将ac/dc变换后的电力提供给负载。

如图2所示，第一开关元件m1和第二开关元件m2是n沟道型mos晶体管，第三开关元件m3和第四开关元件m4是p沟道型mos晶体管。以第一开关元件m1为例，其栅极与第一比较器201的输出端相连，且还与第一参考电压切换器211的一端、第一保持电路212的一端相连，漏极与连接点ac1相连，源极被接地；第一比较器201的反相输入端与连接点ac1相连，其非反相输入端与第一参考电压切换器211的另一端相连。第二～第四开关元件m2～m4的连接也与第一开关元件m1相似，因此在此不再重复说明。在图2中，g1～g4表示第一～第四比较器201～204的输出信号，vrect表示负载的高电平侧电压。关于第一～第四参考电压切换器211～241的结构将后述。

图3是有源整流器的各开关元件导通时的时序图，(a)表示现有技术结构下的各开关元件导通时间的延迟，(b)表示基于本发明的图2的结构抑制各开关元件导通时间的延迟的示意图。

在图9所示的现有技术的结构下，第一开关元件m1截止(即g1为低电平)后，连接点ac2降低到0v(地电位)以下时，第二开关元件m2应立即被导通，但是实际上很难做到这一点。这是因为，在包括比较器的反馈控制环中，存在延迟。也就是说，无论将包括比较器的反馈控制设计得多么快速，仍然存在延迟。在延迟时间内，第二开关元件m2不能被导通，只能依靠其寄生电容工作，因此整流器的转换效率会降低。对于其他开关元件也是如此。图3(a)示出了这一情况，其中，虚线表示现有技术结构下开关元件应被导通的时刻，实线表示现有技术中开关元件实际导通的时刻。

在本实施方式中，为了解决这一问题，根据动作相位变更各比较器的参考输入，图3(b)示出了本发明的效果，其中虚线表示现有技术中各开关元件实际导通的时刻，实线表示在本发明的结构下，各开关元件导通的时刻，由此可知，与现有技术相比，各开关元件的导通时间明显被提前。具体是，通过设置第一～第四参考电压切换器211～241，控制各比较器的非反相输入端的输入电压。在图3(b)中，vref_g1表示第一参考电压切换器211的输出，vref_g2表示第二参考电压切换器221的输出。为了便于说明，图3(b)仅示出了第一和第二参考电压切换器的输出信号，第三和第四参考电压切换器的输出信号也是相同的原理。

如图3(b)所示，例如以第一开关元件m1和第二开关元件m2为例，因第一比较器201的输出g1变成低电平而第一开关元件m1截止，连接点ac2的电压降低时，由于第二参考电压切换器221的输出vref_g2高，因此即使连接点ac2的电压没有降低全0v，反馈控制也会被触发，使得第二开关元件m2提前导通。由此，能够消除或最小化整流器因反馈控制，基于开关元件的寄生电容工作的被动模式时间。在此，vref_g2变成0v所需的延迟时间不会影响整流器的整体动作。这是因为，对于第二开关元件m2而言，直至为了下一次导通的第二比较器202的0v参考电平的比较为止，有充足的时间。对于第三开关元件m3和第四开关元件m4也是相同的原理。如图3(b)所示，各开关元件的导通时间与现有技术相比，均被提前，因此能够提高整流器的转换效率。

图4是有源整流器的各开关元件导通时的时序图，(a)表示现有技术结构下的振铃现象，(b)表示基于本发明的图2的结构抑制振铃现象的效果图。

在图9所示的现有技术的结构下，为了提高整流器的ac/dc转换效率，使各开关元件m1～m4的尺寸变大的情况下，如图4(a)所示那样，各开关元件导通或截止时会产生振铃现象(ringing)。

在本实施方式中，为了解决这一问题，设置了第一～第四保持电路212～242。如图4(b)所示，例如以第1开关元件m1为例，在其导通时，在预定期间内使第一比较器201的功能失效，通过第一保持电路212将其输出g1保持预定期间，由此消除振铃现象。对于第二～第四开关元件也是相同的原理。此外，第一～第四保持电路212～242还可以分别包括第一～第四边缘检测器213～243，各边缘检测器检测各比较器的输出信号的上升沿或下降沿。根据各边缘检测器的检测结果，控制各比较器，以便将各比较器的输出保持预订时间。参照图4可知，与现有技术相比，明显改善了振铃现象，由此能够提高整流器的转换效率。

图5(a)是表示本发明的参考电压切换器结构的示意图，(b)是表示参考电压切换器的时序图。如图5(a)所示，参考电压切换器可由多路复用器构成，以第一参考电压切换器211为例，接收第一比较器201的输出g1作为多路复用器的选择信号，产生作为第一比较器201的非反相输入端输入信号的vref_g1。此时，vref1是0v，即被接地，vref2是大于0v的电压，可根据实际需求适当设定，在本申请中并不特别限定。图5(b)是第一参考电压切换器211的时序图。在图5中以第一参考电压切换器211为例进行了说明，但是其他参考电压切换器的结构及其时序也是类似的，因此省略说明。

变形例1

图6是表示本发明的变形例1的有源整流器的示意图。与图2的结构相比，不同点是，图6所示的整流器22′中，第三和第四开关元件m3′、m4′也是n沟道型mos晶体管。在负载的高电平侧使用n沟道型mos晶体管时，可适用于高电压、高功率的无线充电系统，能够提高整流器的转换效率。由于在高电平侧使用n沟道型mos晶体管，因此通过第一升压转换器234和第二升压转换器244将第三比较器203和第四比较器204的输出升压后施加到第三和第四开关元件m3′、m4′的栅极。其他结构及效果与图2的整流器相同，因此省略重复的说明。

实施方式2

图7是表示本发明的实施方式2的有源整流器的示意图。与图2的结构相比，不同点是，在图7所示的整流器42中，仅在第一开关元件m1和第二开关元件m2侧具有参考电压切换器(411和421)。在第三开关元件m3的栅极侧，经由第一反相器431输入第二比较器202的输出g2；在第四开关元件m4的栅极侧，经由第二反相器441输入第一比较器201的输出g1。另外，整流器42还可以具有第一和第二保持电路412、422、第一和第二边缘检测电路413、423。其他结构及效果与图2的整流器相同，因此省略重复的说明。

与图2的有源整流器22相比，由于在第三和第四开关元件侧(即高电平侧)省略了第三和第四比较器、第三和第四参考电压切换器、第三和第四保持电路，共用第一和第二比较器的输出g1、g2，因此能够简化电路。

变形例2

图8是表示本发明的变形例2的有源整流器的示意图。与图7的结构相比，不同点是，图8所示的整流器42′中，第三和第四开关元件m3′、m4′也是n沟道型mos晶体管。在负载的高电平侧使用n沟道型mos晶体管时，可适用于高电压、高功率的无线充电系统，能够提高整流器的转换效率。由于在高电平侧也使用n沟道型mos晶体管，因此无需使用反相器，而是通过第一升压转换器432将第二比较器202的输出g2′提供给第三开关元件m3′的栅极，通过第二升压转换器442将第一比较器201的输出g1′提供给第四开关元件m4′的栅极。其他结构及效果与图7的整流器相同，因此省略重复的说明。

以上详细说明了本发明的具体实施方式，但是本发明并不限于以上的说明，在本发明的技术思想范围内进行的变更、改进等均在本发明的保护范围之内。