谐振转换器的制作方法

本发明有关一种电源转换器，尤指一种谐振转换器。

背景技术：

一般常见谐振电路的二次侧大多使用以中央抽头变压器加两个二极管所组成的全波整流器，此架构二次侧的两个二极管会将由变压器一次侧转到二次侧的高频弦波转换成均为正向的半波。因为此全波整流的特性，必须使用两组不同相位的转换器并联驱动，并且需要将控制信号以90度交错，才能够达到相位相互抵销的效应，使谐振电路的输出涟波降低。

常见的方式是在控制线路上额外增加锁相回路(phase-lockedloop,pll)，运用这类对相位的控制线路，使两组并联的转换器其输出准确地达到90度交错的全波整流，以达到谐振电路的输出涟波降低的效果。然而，额外使用锁相回路的方式，不仅需要多一组控制线路，增加线路成本，而且设计必须非常精准，换言之，若无法准确地控制相位为90度交错，则将会失去其相位相互抵销的优势。

此外，当谐振电路于轻载操作时，为达到节能的需求，通常可仅使用并联转换器的其中一组即可有效供应输出，换言之，若在轻载操作，仍启用两组转换器时，则因无法降低基本功耗的耗损，也就无法有效地提升轻载效率。再者，当两组并联的转换器搭配前述的锁相回路使用时，若为因应轻载操作进行解耦其中一组转换器，将使得锁相回路对于转换器发生相位同步的困难与误差，而大幅地影响相位计算或相位控制的动态性能。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种谐振转换器，解决因额外使用锁相回路所造成线路成本增加、控制复杂，以及当轻载操作时，锁相回路易发生相位同步的困难与误差，而大幅地影响相位计算或相位控制的动态性能的问题。

为达成前揭目的，本发明所提出的谐振转换器接收输入电源，谐振转换器包含第一谐振转换电路、第二谐振转换电路、检测单元、隔离传输单元以及控制单元。第一谐振转换电路包含第一切换单元、第一谐振槽以及第一整流单元。第一切换单元包含第一开关元件与第二开关元件，其中第一开关元件非接地耦接于输入电源与第二开关元件之间，且第二开关元件接地。第一谐振槽并联耦接第二开关元件。第一整流单元耦接第一谐振槽。第二谐振转换电路包含第二切换单元、第二谐振槽以及第二整流单元。第二切换单元包含第三开关元件与第四开关元件，其中第三开关元件非接地耦接于输入电源与第四开关元件之间，且第四开关元件接地。第二谐振槽并联耦接第三开关元件。第二整流单元耦接第二谐振槽；其中第二整流单元的输出侧耦接第一整流单元的输出侧，形成共接输出侧。检测单元耦接共接输出侧，提供检测信号。隔离传输单元耦接检测单元，接收检测信号且提供反馈信号。控制单元接收反馈信号，根据反馈信号控制第一切换单元与第二切换单元。

于一实施例中，第一谐振槽与第二谐振槽各包含谐振电容、谐振电感以及磁导单元。磁导单元具有第一侧与第二侧，第一侧串联耦接谐振电容与谐振电感，第二侧串联耦接第一整流单元或第二整流单元。

于一实施例中，磁导单元的第一侧具有两端；其中谐振电容耦接谐振电感，且耦接第一侧的相同一端，形成串联电路结构；串联电路结构并联耦接第二开关元件或第三开关元件。

于一实施例中，磁导单元的第一侧具有两端；其中谐振电容与谐振电感分别耦接第一侧的相异两端，形成串联电路结构，串联电路结构并联耦接第二开关元件或第三开关元件。

于一实施例中，检测单元包含检测电阻与计算单元。检测电阻耦接共接输出侧，检测流经共接输出侧的电流。计算单元并联耦接检测电阻，接收检测电阻两端的电压值，且计算两电压值以提供检测信号。

于一实施例中，隔离传输单元接收检测单元的检测信号以提供反馈信号，控制单元根据反馈信号同时关断第一开关元件与第二开关元件，以旁路第一谐振转换电路，或同时关断第三开关元件与第四开关元件，以旁路第二谐振转换电路。

于一实施例中，谐振转换器更包含第五开关元件与第六开关元件。第五开关元件耦接于输入电源与第一开关元件之间；第六开关元件耦接于输入电源与第三开关元件之间。其中隔离传输单元接收检测单元的检测信号以提供反馈信号，控制单元根据反馈信号关断第五开关元件，以旁路第一谐振转换电路，或关断第六开关元件，以旁路第二谐振转换电路。

于一实施例中，检测信号为电压信号或电流信号。

于一实施例中，第一整流单元与第二整流单元各包含储能元件与半导体元件。储能元件耦接于磁导单元的第二侧与共接输出侧之间。半导体元件并联耦接储能元件。

于一实施例中，储能元件为非半导体元件寄生效应的实体电容器。

于一实施例中，储能元件与谐振电容提供总谐振电容，总谐振电容与谐振电感决定第一谐振槽与第二谐振槽的谐振参数。

藉由所提出的谐振转换器，可达成的特征与功效：1、直接利用电路元件本身的固有特性配合相对应的控制信号，达到两组谐振转换电路的相位交错切换，不需要额外增加复杂的锁相回路及其控制线路，可降低线路成本、简化电路设计与控制，进而提高相位控制的动态性能；2、于轻载操作时，通过简易的控制信号，可轻易地选择解耦任一组谐振转换电路，仅用其中一组谐振转换电路即可有效供应负载所需的电源，可降低基本功耗的耗损，大幅地提高轻载效率；3、通过准确的相位交错切换，可有效地降低输出涟波，不仅可减少输出电容的容量及其体积大小，亦可使反馈控制的稳定度提高，有利于对精密电压高度需求产品的使用；4、并联的谐振转换电路设计，对于高功率的应用，可有效地降低磁性元件的铜损，提升转换效率；5、由于控制的方式简单，因此各主要电路元件差异极微小的状态下，可达到输出的均流效果；以及6、并联的两组谐振转换电路，其主要电路元件均为共用元件，有助于减少电路元件的数量以及降低电路制作的工序。

为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附图式仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制者。

附图说明

图1：为本发明谐振转换器第一实施例的方块图。

图2a：为本发明第一谐振转换电路的电路图。

图2b：为本发明第二谐振转换电路的电路图。

图3a：为本发明谐振槽的第一实施例的电路图。

图3b：为本发明谐振槽的第二实施例的电路图。

图4：为图1的详细电路图。

图5：为本发明谐振转换器第二实施例的电路图。

图6：为本发明谐振转换器波形图。

图7a：为本发明谐振转换器第一操作状态的电流示意图。

图7b：为本发明谐振转换器第二操作状态的电流示意图。

图7c：为本发明谐振转换器第三操作状态的电流示意图。

图7d：为本发明谐振转换器第四操作状态的电流示意图。

图7e：为本发明谐振转换器第五操作状态的电流示意图。

图7f：为本发明谐振转换器第六操作状态的电流示意图。

图7g：为本发明谐振转换器第七操作状态的电流示意图。

图7h：为本发明谐振转换器第八操作状态的电流示意图。

其中，附图标记：

100谐振转换器

10第一谐振转换电路20第二谐振转换电路

30检测单元40隔离传输单元

50控制单元31检测电阻

32计算单元

11第一切换单元12第一谐振槽

13第一整流单元q1第一开关元件

q1d第一本体二极管q1c第一寄生电容

q2第二开关元件q2d第二本体二极管

q2c第二寄生电容cr1第一谐振电容

lr1第一谐振电感t1第一磁导单元

t11第一侧t12第二侧

lm1第一激磁电感

c1第一储能元件d1第一半导体元件

21第二切换单元22第二谐振槽

23第二整流单元q3第三开关元件

q3d第三本体二极管q3c第三寄生电容

q4第四开关元件q4d第四本体二极管

q4c第四寄生电容cr2第二谐振电容

lr2第二谐振电感t2第二磁导单元

t21第一侧t22第二侧

lm2第二激磁电感

c2第二储能元件d2第二半导体元件

q5第五开关元件q6第六开关元件

scom共接输出侧

co输出电容ro负载

vin输入电源vout输出电源

v1第一电压v2第二电压

sd检测信号sf反馈信号

sc1第一控制信号sc2第二控制信号

sc3第三控制信号sc4第四控制信号

sc5第五控制信号sc6第六控制信号

ls1第一储能路径ls2第二储能路径

lr1第一释能路径lr2第二释能路径

t0～t8时间

具体实施方式

兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合图式说明如下。

请参见图1所示，其为本发明谐振转换器第一实施例的方块图。谐振转换器100包含第一谐振转换电路10、第二谐振转换电路20、检测单元30、隔离传输单元40以及控制单元50。

第一谐振转换电路10并联耦接第二谐振转换电路20，并且第一谐振转换电路10与第二谐振转换电路20的输出侧相互耦接，以形成共接输出侧scom。第一谐振转换电路10与第二谐振转换电路20接收输入电源vin，并转换输入电源vin为输出电源vout。在本实施例中，输入电源vin与输出电源vout为直流电源。

请参见图2a与图2b所示，其分别为本发明第一谐振转换电路与第二谐振转换电路的电路图。如图2a所示，第一谐振转换电路10包含第一切换单元11、第一谐振槽12以及第一整流单元13。第一切换单元11包含第一开关元件q1与第二开关元件q2。第一开关元件q1具有寄生效应的第一本体二极管q1d与第一寄生电容q1c。同样地，第二开关元件q2具有寄生效应的第二本体二极管q2d与第二寄生电容q2c。第一开关元件q1非接地耦接于输入电源vin与第二开关元件q2之间，且第二开关元件q2接地。

第一谐振槽12并联耦接第二开关元件q2。第一谐振槽12包含第一谐振电容cr1、第一谐振电感lr1以及第一磁导单元t1。第一磁导单元t1具有第一侧t11与第二侧t12，第一侧t11串联耦接第一谐振电容cr1与第一谐振电感lr1，第二侧t12串联耦接第一整流单元13。在本实施例中，第一磁导单元t1为第一隔离型变压器(isolationtransformer)，以下简称第一变压器，因此第一侧t11为第一变压器的初级侧(primaryside)，第二侧t12为第一变压器的次级侧(secondaryside)。

第一整流单元13耦接第一谐振槽12。第一整流单元13包含第一储能元件c1与第一半导体元件d1。第一储能元件c1耦接于第一磁导单元t1的第二侧t12与共接输出侧scom之间。第一半导体元件d1并联耦接第一储能元件c1。由于第一储能元件c1对于参与第一谐振槽12的谐振操作扮演着重要的角色，因此在一实施例中，第一储能元件c1为实体电容器，能提供谐振操作的实质作用，亦即第一储能元件c1非为第一半导体元件d1寄生效应的寄生电容。在本实施例中，第一储能元件c1与第一谐振电容cr1提供第一谐振槽12的第一总谐振电容。再者，第一总谐振电容与第一谐振电感lr1可决定第一谐振槽12的谐振参数，例如谐振频率、品质因数、频宽…等等。具体地，第一储能元件c1可通过第一磁导单元t1(即第一变压器)的初级侧与次级侧的匝数比关系，将其等效至初级侧的电容值，进而与第一谐振电容cr1提供第一总谐振电容。此外，第一半导体元件d1可为二极管，且其阳极耦接第一磁导单元t1的第二侧t12，而其阴极耦接共接输出侧scom。

如图2b所示，第二谐振转换电路20包含第二切换单元21、第二谐振槽22以及第二整流单元23。第二切换单元21包含第三开关元件q3与第四开关元件q4。第三开关元件q3具有寄生效应的第三本体二极管q3d与第三寄生电容q3c。同样地，第四开关元件q4具有寄生效应的第四本体二极管q4d与第四寄生电容q4c。第三开关元件q3非接地耦接于输入电源vin与第四开关元件q4之间，且第四开关元件q4接地。

第二谐振槽22并联耦接第三开关元件q3。第二谐振槽22包含第二谐振电容cr2、第二谐振电感lr2以及第二磁导单元t2。第二磁导单元t2具有第一侧t21与第二侧t22，第一侧t21串联耦接第二谐振电容cr2与第二谐振电感lr2，第二侧t22串联耦接第二整流单元23。在本实施例中，第二磁导单元t2为第二隔离型变压器(isolationtransformer)，以下简称第二变压器，因此第一侧t21为第二变压器的初级侧(primaryside)，第二侧t22为第二变压器的次级侧(secondaryside)。

第二整流单元23耦接第二谐振槽22。第二整流单元23包含第二储能元件c2与第二半导体元件d2。第二储能元件c2耦接于第二磁导单元t2的第二侧t22与共接输出侧scom之间。第二半导体元件d2并联耦接第二储能元件c2。由于第二储能元件c2对于参与第二谐振槽22的谐振操作扮演着重要的角色，因此在一实施例中，第二储能元件c2为实体电容器，能提供谐振操作的实质作用，亦即第二储能元件c2非为第二半导体元件d2寄生效应的寄生电容。在本实施例中，第二储能元件c2与第二谐振电容cr2提供第二谐振槽22的第二总谐振电容。再者，第二总谐振电容与第二谐振电感lr2可决定第二谐振槽22的谐振参数，例如谐振频率、品质因数、频宽…等等。具体地，第二储能元件c2可通过第二磁导单元t2(即第二变压器)的初级侧与次级侧的匝数比关系，将其等效至初级侧的电容值，进而与第二谐振电容cr2提供第二总谐振电容。此外，第二半导体元件d2可为二极管，且其阳极耦接第二磁导单元t2的第二侧t22，而其阴极耦接共接输出侧scom。

复参见图1，检测单元30耦接共接输出侧scom，提供检测信号sd，其中检测信号sd可为电压信号或电流信号。隔离传输单元40耦接检测单元30，接收检测信号sd且提供反馈信号sf。控制单元50接收反馈信号sf，根据反馈信号sf控制第一切换单元11与第二切换单元21。

请参见图3a所示，其为本发明谐振槽的第一实施例的电路图。在本实施例中，第一磁导单元t1的第一侧t11具有两端，即第一变压器的初级侧具有打点端与非打点端。第一谐振电容cr1与第一谐振电感lr1分别耦接第一侧的相异两端，在本实施例为第一谐振电感lr1耦接初级侧的打点端，第一谐振电容cr1耦接初级侧的非打点端，藉此形成串联电路结构，串联电路结构并联耦接第二开关元件q2。

同样地，在本实施例中，第二磁导单元t2的第一侧t21具有两端，即第二变压器的初级侧具有打点端与非打点端。第二谐振电容cr2与第二谐振电感lr2分别耦接第一侧的相异两端，在本实施例为第二谐振电感lr2耦接初级侧的打点端，第二谐振电容cr2耦接初级侧的非打点端，藉此形成串联电路结构，串联电路结构并联耦接第三开关元件q3。此外，本实施例中的第一谐振电感lr1与第二谐振电感lr2不限定耦接初级侧的打点端，第一谐振电容cr1与第二谐振电容cr2不限定耦接初级侧的非打点端，换言之，第一谐振电感lr1与第二谐振电感lr2亦可耦接初级侧的非打点端，而第一谐振电容cr1与第二谐振电容cr2耦接初级侧的打点端，亦可达成同样的电路效果。

请参见图3b所示，其为本发明谐振槽的第二实施例的电路图。在本实施例中，第一磁导单元t1的第一侧t11具有两端，即第一变压器的初级侧具有打点端与非打点端。第一谐振电容cr1耦接第一谐振电感lr1，且耦接第一侧t11的相同一端，在本实施例为初级侧的打点端，藉此形成串联电路结构。串联电路结构并联耦接第二开关元件q2。

同样地，在本实施例中，第二磁导单元t2的第一侧t21具有两端，即第二变压器的初级侧具有打点端与非打点端。第二谐振电容cr2耦接第二谐振电感lr2，且耦接第一侧t21的相同一端，在本实施例为初级侧的打点端，藉此形成串联电路结构。串联电路结构并联耦接第三开关元件q3。此外，本实施例中所形成的串联电路结构不限定耦接初级侧的打点端，亦可耦接初级侧的非打点端，亦可达成同样的电路效果。

请参见图4所示，其为图1的详细电路图。检测单元30包含检测电阻31与计算单元32。检测电阻31耦接共接输出侧scom，用以检测流经共接输出侧scom的电流大小。计算单元32并联耦接检测电阻31，用以接收检测电阻31两端的电压值，且计算两电压值以提供检测信号sd。具体地，检测电阻31通过检测流经其上的电流，可于其两端检测出第一电压v1与第二电压v2，亦即第一电压v1与第二电压v2的电压差为负载电流流经检测电阻31所产生的电压差。当负载越重时，负载电流越大，因此第一电压v1与第二电压v2的电压差则越大。因此，计算单元32具有检测电阻31的阻值数据，再配合接收第一电压v1与第二电压v2所获得的电压数据后，则可根据阻值数据与电压数据计算与判断出外接负载ro的负载状况，即为轻载或重载。其中计算单元32可由运算放大器(operationalamplifier,opa)所实现，然不以此为限制本发明。因此，运算放大器可通过其反相输入端与非反相输入端分别接收第一电压v1与第二电压v2，并经计算后可于其输出端输出检测信号sd。

在本实施例中，隔离传输单元40为光耦合器(photocoupler)，亦称光隔离器。检测单元30通过光耦合器来做隔离的反馈，将负载端所检测的电气资讯，例如输出电压或输出电流，传送至控制单元50。亦即，隔离传输单元40接收检测单元30的检测信号sd，具体地，检测信号sd由计算单元32所输出提供，进而转换为反馈信号sf，以提供至控制单元50。

控制单元50根据反馈信号sf，可进一步地输出多个控制信号sc1～sc4分别控制第一谐振转换电路10的第一开关元件q1与第二开关元件q2，以及第二谐振转换电路20的第三开关元件q3与第四开关元件q4。藉此可控制第一谐振转换电路10与第二谐振转换电路20操作于不同的操作状态，达到完整的谐振转换操作，容后配合图7a～图7h进一步说明。

承前所述，本发明所提供的谐振转换器100可因应轻载节能的需求，解耦第一谐振转换电路10与第二谐振转换电路20的其中一组，即仅用其中一组谐振转换电路即可有效供应负载ro所需的电源，可降低基本功耗的耗损，大幅地提高轻载效率。因此，本发明提出两种轻载节能的解耦控制，其中所述的轻载是指各谐振转换电路足以正常、有效地供应负载所需的电源的状况皆属轻载的定义。

第一种解耦控制为，当检测单元30检测出负载ro为轻载状态时，可通过检测信号sd与反馈信号sf通知控制单元50。因此，控制单元50可根据反馈信号sf解耦第一谐振转换电路10或第二谐振转换电路20。举例来说，若选择解耦第一谐振转换电路10时，控制单元50则通过第一控制信号sc1与第二控制信号sc2同时关断(截止)第一开关元件q1与第二开关元件q2，以解耦第一谐振转换电路10，亦即在此情况下，只有第二谐振转换电路20提供电源转换供应负载ro所需的电源。此外，若选择解耦第二谐振转换电路20时，控制单元50则通过第三控制信号sc3与第四控制信号sc4同时关断(截止)第三开关元件q3与第四开关元件q4，以解耦第二谐振转换电路20，仅需通过第一谐振转换电路10提供电源转换。

请参见图5所示，其为本发明谐振转换器第二实施例的电路图，亦为第二种解耦控制的电路方块图。相较于图4所示，本发明谐振转换器更包含第五开关元件q5与第六开关元件q6。第五开关元件q5耦接于输入电源vin与第一开关元件q1之间。第六开关元件q6耦接于输入电源vin与第三开关元件q3之间。其中隔离传输单元40接收检测单元30的检测信号sd以提供反馈信号sf至控制单元50。当检测单元30检测出负载ro为轻载状态时，可通过检测信号sd与反馈信号sf通知控制单元50。因此，控制单元50可根据反馈信号sf解耦第一谐振转换电路10或第二谐振转换电路20。举例来说，若选择解耦第一谐振转换电路10时，控制单元50则通过第五控制信号sc5关断第五开关元件q5，以切断输入电源vin对第一谐振转换电路10的供电路径，因此解耦第一谐振转换电路10，亦即在此情况下，只有第二谐振转换电路20提供电源转换供应负载所需的电源。此外，若选择解耦第二谐振转换电路20时，控制单元50则通过第六控制信号sc6关断第六开关元件q6，以切断输入电源vin对第二谐振转换电路20的供电路径，因此解耦第二谐振转换电路20，仅需通过第一谐振转换电路10提供电源转换。

此外，无论上述的第一种或第二种轻载解耦控制，可通过使第一谐振转换电路10与第二谐振转换电路20各别(单独)操作的次数一致性高，则可有效地提高各谐振转换电路的使用寿命，即提高谐振转换器100的整体使用寿命与品质。

请参见图6，为本发明谐振转换器波形图。所示的波形图由上而下分别为控制信号sc1～sc4、开关元件的漏-源极电压vds1～vds4、第一谐振电感的电流ilr1、第一激磁电感的电流ilm1、第一储能元件与第一半导体元件的电流ic1,id1、第一谐振电容的电压vcr1、第一储能元件的电压vc1、第二谐振电感的电流ilr2、第二激磁电感的电流ilm2、第二储能元件与第二半导体元件的电流ic2,id2、第二谐振电容的电压vcr2以及第二储能元件的电压vc2的各波形图。本发明谐振转换器的电路操作状态可分为八个时序状态来说明，以下将针对各状态的电路动作加以说明。此外，为简化电路的分析与说明，将对整体电路影响程度较小的元件与参数理想化假设：例如假设输入电源vin为理想的直流电源、各开关元件q1～q4、各半导体元件d1,d2以及各磁导单元t1,t2视为理想元件、各激磁电感lm1,lm2为无限大，其流经的电流视为定值的电流源、输出电容co为无限大，其跨压的输出(电源)电压vout为定值的电压源、整体谐振电路为电感性以及两谐振转换电路10,20的线路元件特性一致。

请参见图7a所示，其为本发明谐振转换器第一操作状态的电流示意图，另配合参见图6的时间区间t0～t1。控制单元50所产生的控制信号中，第一控制信号sc1与第三控制信号sc3为一组，即两控制信号实为同一信号；第二控制信号sc2与第四控制信号sc4为另一组，即两控制信号实为同一信号。在第一操作状态下，第一控制信号sc1与第三控制信号sc3为高电平信号，而第二控制信号sc2与第四控制信号sc4为低电平信号，因此第一开关元件q1与第三开关元件q3导通，而第二开关元件q2与第四开关元件q4截止，并且第一开关元件q1与第三开关元件q3的漏-源极电压vds1,vds3为零，而第二开关元件q2与第四开关元件q4的漏-源极电压vds2,vds4为非零的电压值。

对第一谐振转换电路10而言，在时间t0的瞬间，第一谐振电感的电流ilr1由负转变为正时，第一操作状态开始。输入电流经由第一开关元件q1流向第一谐振电感lr1使第一谐振电感的电流ilr1，以正弦波形式增大并使第一谐振电感lr1储能，且第一激磁电感的电流ilm1恒为负值。能量由第一磁导单元t1(即第一变压器)的初级侧转移至其次级侧，且传递至次级侧的能量对第一储能元件c1充电，使第一储能元件的电压vc1增大。在第一操作状态中，第一谐振电感lr1为储能(energy-storing)状态，因此第一变压器的初级侧标示第一储能路径ls1。此时第一储能元件的电流ic1正比于第一谐振电感的电流ilr1与第一激磁电感的电流ilm1之和。当第一储能元件的电压vc1由负增大为零，即第一半导体元件d1(即第一二极管)的跨压为零时，第一半导体元件d1导通，第一操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，在时间t0的瞬间，第二谐振电感的电流ilr2为零，并且持续减少，因此第二半导体元件d2(即第二二极管)顺向偏压持续导通。在第一操作状态中，第二谐振电感lr2为释能(energy-releasing)状态，因此第二变压器的初级侧标示第二释能路径lr2。此时，第二谐振电感的电流ilr2由正转变为负。当第二激磁电感的电流ilm2等于第二谐振电感的电流ilr2时，第二半导体元件的电流id2为零，因此第二半导体元件d2截止，第一操作状态结束。

请参见图7b所示，其为本发明谐振转换器第二操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t1～t2。在第二操作状态中，第一开关元件q1与第三开关元件q3持续导通，而第二开关元件q2与第四开关元件q4持续截止。

对第一谐振转换电路10而言，在时间t1的瞬间，第一储能元件的电压vc1充电至零，第一半导体元件d1顺向偏压导通。第一谐振电感的电流ilr1持续增大，此时第一谐振电感lr1与第一谐振电容cr1产生谐振。直到第一开关元件q1截止时，第二操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，在时间t1的瞬间，第二储能元件c2放电，因此第二储能元件的电压vc2减小。此时，第二储能元件c2、第二谐振电容cr2以及第二谐振电感lr2产生谐振，并且第二谐振电感的电流ilr2为负值且持续(负向)增加。直到第三开关元件q3截止时，第二操作状态结束。

请参见图7c所示，其为本发明谐振转换器第三操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t2～t3。在第三操作状态中，所有开关元件，即第一开关元件q1、第二开关元件q2、第三开关元件q3以及第四开关元件q4皆为截止。

对第一谐振转换电路10而言，于时间t2的瞬间，第一开关元件q1截止，第一谐振电感的电流ilr1，即谐振电流持续增大，为维持第一谐振电感lr1的充电储能，因此第一谐振电感的电流ilr1流经第一开关元件q1的第一寄生电容q1c，且对第一寄生电容q1c充电。同时，第二开关元件q2的第二寄生电容q2c开始放电，如此使得第二开关元件q2的漏-源极电压vds2减小。直到当第一寄生电容q1c充电至输入电源vin的电压，且第二寄生电容q2c放电至零，第三操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，第二谐振电感的电流ilr2持续(负向)增加，为维持第二谐振电感lr2的放电释能，因此第二谐振电感的电流ilr2流经第三开关元件q3的第三寄生电容q3c，且对第三寄生电容q3c充电。同时，第四开关元件q4的第四寄生电容q4c开始放电，如此使得第三开关元件q3的漏-源极电压vds3增加。直到当第三寄生电容q3c充电至输入电源vin的电压，且第四寄生电容q4c放电至零，第三操作状态结束。

请参见图7d所示，其为本发明谐振转换器第四操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t3～t4。在第四操作状态的起始，所有开关元件皆为截止，而在操作过程中，第二开关元件q2与第四开关元件q4导通，而第一开关元件q1与第三开关元件q3维持截止，并且第二开关元件q2与第四开关元件q4的漏-源极电压vds2,vds4为零，而第一开关元件q1与第三开关元件q3的漏-源极电压vds1,vds3为非零的电压值。

对第一谐振转换电路10而言，当第二开关元件q2的漏-源极电压vds2减小至零时，为维持第一谐振电感lr1的充电储能，因此第一谐振电感的电流ilr1，即谐振电流开始流经第二开关元件q2的第二本体二极管q2d。此时，可供第二开关元件q2进行导通切换，以达到零电压切换(zerovoltageswitching,zvs)的效果，可以有效地降低切换损失，提高谐振转换器的转换效率。直到第一谐振电感的电流ilr1减小至零时，第四操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，为维持第二谐振电感lr2的放电释能，因此第二谐振电感的电流ilr2，即谐振电流开始流经第四开关元件q4的第四本体二极管q4d。此时，可供第四开关元件q4进行导通切换，以达到零电压切换(zvs)的效果，可以有效地降低切换损失，提高谐振转换器的转换效率。当第二谐振电感的电流ilr2持续增大，于时间t3’时，第二谐振电感的电流ilr2等于第二激磁电感的电流ilm2时，第二储能元件的电流ic2由负转变为正时，开始对第二储能元件c2充电。直到第二谐振电感的电流ilr2由负增加至零时，第四操作状态结束。

请参见图7e所示，其为本发明谐振转换器第五操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t4～t5。在第五操作状态中，第二开关元件q2与第四开关元件q4持续导通，而第一开关元件q1与第三开关元件q3持续截止。

对第一谐振转换电路10而言，在时间t4的瞬间，第一谐振电感的电流ilr1为零，并且持续减少，因此第一半导体元件d1(即第一二极管)顺向偏压持续导通。在第五操作状态中，第一谐振电感lr1为释能(energy-releasing)状态，因此第一变压器的初级侧标示第一释能路径lr1。此时，第一谐振电感的电流ilr1由正转变为负。当第一激磁电感的电流ilm1等于第一谐振电感的电流ilr1时，第一半导体元件的电流id1为零，因此第一半导体元件d1截止，第五操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，在时间t4的瞬间，第二谐振电感的电流ilr2由负转变为正时，第五操作状态开始。输入电流经由第四开关元件q4流向第二谐振电感lr2使第二谐振电感的电流ilr2，以正弦波形式增大并使第二谐振电感lr2储能，且第二激磁电感的电流ilm2恒为负值。能量由第二磁导单元t2(即第二变压器)的初级侧转移至其次级侧，且传递至次级侧的能量对第二储能元件c2充电，使第二储能元件的电压vc2增大。在第五操作状态中，第二谐振电感lr2为储能(energy-storing)状态，因此第二变压器的初级侧标示第二储能路径ls2。此时第二储能元件的电流ic2正比于第二谐振电感的电流ilr2与第二激磁电感的电流ilm2之和。当第二储能元件的电压vc2由负增大为零，即第二半导体元件d2(即第二二极管)的跨压为零时，第二半导体元件d2导通，第五操作状态结束。

请参见图7f所示，其为本发明谐振转换器第六操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t5～t6。在第六操作状态中，第二开关元件q2与第四开关元件q4持续导通，而第一开关元件q1与第三开关元件q3持续截止。

对第一谐振转换电路10而言，在时间t5的瞬间，第一储能元件c1放电，因此第一储能元件的电压vc1减小。此时，第一储能元件c1、第一谐振电容cr1以及第一谐振电感lr1产生谐振，并且第一谐振电感的电流ilr1为负值且持续(负向)增加。直到第二开关元件q2截止时，第六操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，在时间t5的瞬间，第二储能元件的电压vc2充电至零，第二半导体元件d2顺向偏压导通。第二谐振电感的电流ilr2持续增大，此时第二谐振电感lr2与第二谐振电容cr2产生谐振。直到第四开关元件q4截止时，第六操作状态结束。

请参见图7g所示，其为本发明谐振转换器第七操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t6～t7。在第七操作状态中，所有开关元件，即第一开关元件q1、第二开关元件q2、第三开关元件q3以及第四开关元件q4皆为截止。

对第一谐振转换电路10而言，第一谐振电感的电流ilr1持续(负向)增加，为维持第一谐振电感lr1的放电释能，因此第一谐振电感的电流ilr1流经第二开关元件q2的第二寄生电容q2c，且对第二寄生电容q2c充电。同时，第一开关元件q1的第一寄生电容q1c开始放电，如此使得第二开关元件q2的漏-源极电压vds2增加。直到当第二寄生电容q2c充电至输入电源vin的电压，且第一寄生电容q1c放电至零，第七操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，于时间t6的瞬间，第四开关元件q4截止，第二谐振电感的电流ilr2，即谐振电流持续增大，为维持第二谐振电感lr2的充电储能，因此第二谐振电感的电流ilr2流经第四开关元件q4的第四寄生电容q4c，且对第四寄生电容q4c充电。同时，第三开关元件q3的第三寄生电容q3c开始放电，如此使得第三开关元件q3的漏-源极电压vds3减小。直到当第四寄生电容q4c充电至输入电源vin的电压，且第三寄生电容q3c放电至零，第七操作状态结束。

请参见图7h所示，其为本发明谐振转换器第八操作状态的电流示意图另配合参见图6的时间区间t7～t8。在第八操作状态的起始，所有开关元件皆为截止，而在操作过程中，第一开关元件q1与第三开关元件q3导通，而第二开关元件q2与第四开关元件q4维持截止，并且第一开关元件q1与第三开关元件q3的漏-源极电压vds1,vds3为零，而第二开关元件q2与第四开关元件q4的漏-源极电压vds2,vds4为非零的电压值。

对第一谐振转换电路10而言，为维持第一谐振电感lr1的放电释能，因此第一谐振电感的电流ilr1，即谐振电流开始流经第一开关元件q1的第一本体二极管q1d。此时，可供第一开关元件q1进行导通切换，以达到零电压切换(zvs)的效果，可以有效地降低切换损失，提高谐振转换器的转换效率。当第一谐振电感的电流ilr1持续增大，于时间t7’时，第一谐振电感的电流ilr1等于第一激磁电感的电流ilm1时，第一储能元件的电流ic1由负转变为正时，开始对第一储能元件c1充电。直到第一谐振电感的电流ilr1由负增加至零时，第八操作状态结束。

对第二谐振转换电路20而言，当第三开关元件q3的漏-源极电压vds3减小至零时，为维持第二谐振电感lr2的充电储能，因此第二谐振电感的电流ilr2，即谐振电流开始流经第三开关元件q3的第三本体二极管q3d。此时，可供第三开关元件q3进行导通切换，以达到零电压切换(zvs)的效果，可以有效地降低切换损失，提高谐振转换器的转换效率。直到第二谐振电感的电流ilr2减小至零时，第八操作状态结束。

由于第八操作状态结束后，将再返回第一操作状态，且接续执行后续的操作状态，故此对于重复的操作状态可参见前文对应的说明，在此不再赘述。

综上所述，本发明具有以下的特征与功效：

1、直接利用电路元件本身的固有特性配合相对应的控制信号，达到两组谐振转换电路的相位交错切换，不需要额外增加复杂的锁相回路及其控制线路，可降低线路成本、简化电路设计与控制，进而提高相位控制的动态性能。

2、于轻载操作时，通过简易的控制信号，可轻易地选择解耦任一组谐振转换电路，仅用其中一组谐振转换电路即可有效供应负载所需的电源，可降低基本功耗的耗损，大幅地提高轻载效率。

3、通过准确的相位交错切换，可有效地降低输出涟波，不仅可减少输出电容的容量及其体积大小，亦可使反馈控制的稳定度提高，有利于对精密电压高度需求产品的使用。

4、并联的谐振转换电路设计，对于高功率的应用，可有效地降低磁性元件的铜损，提升转换效率。

5、由于控制的方式简单，因此各主要电路元件差异极微小的状态下，可达到输出的均流效果。

6、并联的两组谐振转换电路，其主要电路元件均为共用元件，有助于减少电路元件的数量以及降低电路制作的工序。

以上所述，仅为本发明较佳具体实施例的详细说明与图式，惟本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的申请专利范围为准，凡合于本发明申请专利范围的精神与其类似变化的实施例，皆应包括于本发明的范畴中，任何熟悉项技艺者在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本案的专利范围。