一种PWM/PFM的双模式控制电路的制作方法

本发明涉及dc-dc转换器控制电路，尤其涉及一种pwm/pfm的双模式控制电路。

背景技术：

对于脉冲宽度调制(pwm)型的dc-dc转换器由于其输出纹波小、补偿结构简单、稳定性良好和噪声低等优点在电源管理芯片中得到普遍采纳，但是在实际应用中人们发现，随着负载逐渐减小，系统中导通损耗和开关损耗所占总功耗比例提高，即系统转换效率降低，于是单纯的pwm控制模式无法满足轻载条件系统所需的高效性。于是人们提出了脉冲频率调制方式(pfm)，这种方式能够降低轻载时的系统的开关频率，有效地提高了系统的轻载效率。

关于pfm控制的具体实现方式有很多种，最早出现的有迟滞电压型pfm，其根据设定输出电压的上下限阈值来控制输出电压的稳定，但是电感电流大小却无法控制，于是人们又发明了迟滞电流型pfm控制模式，这种模式可以设定采样电流的上限阈值来限制电感电流峰值，确保系统不会处于过流状态。后来为了兼顾输出电压纹波和电感电流峰值的限制，人们提出了峰值电流限制型pfm，但针对这种模式一个最大的缺点在于所设定的电感采样电压最大值是固定的，于是就会导致输出纹波随着负载电流大小变化而变化，而大输出纹波就会导致转换效率下降。针对这个问题，自适应电流型限制型pfm和动态电感能量存储技术就应运而生，这两种技术能够通过自适应反馈电路获得电感电流的自适应调整，抑制过大的输出纹波，确保轻载下的系统的高效运行。

于是为了获得全负载条件下的系统高效性，人们开始使用pwm/pfm双模式技术控制dc-dc环路系统，使得系统在重载工作在pwm模式，轻载时工作在pfm模式。一种传统的实例如图1所示，可以看出随着负载增加，系统主环路中误差运放输出电压vin也跟随增加，于是可以根据vin大小选择工作模式，但这种实例中pwm模式和pfm模式相互独立，系统存在三个比较器、两个rs触发器、一个振荡器和一个pwm/pfm控制电路，所以系统结构复杂，带来的静态损耗大。

技术实现要素：

本发明实施例的目的是提供一种pwm/pfm的双模式控制电路，能有效减小功能模块的损耗，提高系统全负载电流下的效率。

为实现上述目的，本发明实施例提供了一种pwm/pfm的双模式控制电路，包括模式选择模块、pwm控制模块、pfm控制模块和振荡模块；所述模式选择模块的输入端连接所述双模式控制电路的输入端，所述模式选择模块的输出端同时连接所述pwm控制模块的控制端和所述pfm控制模块的控制端；所述pwm控制模块的输出端与所述振荡模块的控制端连接；所述pfm控制模块的输入端连接所述双模式控制电路的输入端，所述pfm控制模块的输出端与所述振荡模块的控制端连接；所述振荡模块的输出端与所述双模式控制电路的输出端连接，用于产生并输出振荡电压。

作为上述方案的改进，还包括平方根模块，所述pfm控制模块的输入端通过所述平方根模块连接所述双模式控制电路的输入端；所述平方根模块的输入端连接所述双模式控制电路的输入端，所述平方根模块的输出端连接所述pfm控制模块的输入端，用于输出与所述双模式控制电路的输入端电压的平方根成线性关系的平方根电流。

作为上述方案的改进，所述模式选择模块包括第一比较器，所述第一比较器的同相端用于连接参考电压，所述第一比较器的反相端连接所述模式选择模块的输入端，所述第一比较器的输出端连接所述模式选择模块的输出端。

作为上述方案的改进，pwm控制模块包括第一反相器、第一nmos管、第一pmos管、第二pmos管和电流源；所述第一反相器的输入端连接所述pwm控制模块的控制端，所述第一反相器的输出端连接所述第一nmos管的栅极；所述第一nmos管的源极连接所述第一pmos管的漏极，所述第一nmos管的漏极连接所述pwm控制模块的输出端；所述第一pmos管的栅极连接所述电流源的电流输入端，所述第一pmos管的源极连接供电端；所述第二pmos管的栅极和漏极均连接所述电流源的电流输入端，所述第二pmos管的源极连接供电端；所述电流源的电流输出端与接地端连接。

作为上述方案的改进，所述pfm控制模块包括第二pmos管、第二nmos管、第三nmos管、第三pmos管和电流源；所述第二pmos管的栅极和漏极均连接所述电流源的电流输入端，所述第二pmos管的源极连接供电端；所述第二nmos管的栅极连接所述pfm控制模块的控制端，所述第二nmos管的源极连接所述pfm控制模块的输入端，所述第二nmos管的漏极连接所述pfm控制模块的输出端；所述第三nmos管的栅极连接所述第二nmos管的栅极，所述第三nmos管的源极连接所述第三pmos管的漏极，所述第三nmos管的漏极连接所述pfm控制模块的输出端；所述第三pmos管的栅极连接所述电流源的电流输入端，所述第三pmos管的源极连接供电端；所述电流源的电流输出端与接地端连接。

作为上述方案的改进，所述振荡模块包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一传输门、第二传输门、第二比较器、第二反相器、第四nmos管和电容；所述第一电阻、所述第二电阻和所述第三电阻依次串联于接地端和供电端之间；所述第一传输门的输入端连接在所述第二电阻与所述第三电阻之间，所述第一传输门的输出端连接所述第二比较器的同相端，所述第二传输门的输入端连接在所述第一电阻与所述第二电阻之间，所述第二传输门的输出端连接所述第二比较器的反相端，所述第一传输门的正控制端和所述第二传输门的负控制端均与所述第二比较器的输出端连接，所述第一传输门的反控制端和所述第二传输门的反控制端均与所述第二反相器的输出端连接；所述第二比较器的输出端连接到所述振荡模块的输出端和所述第二反相器的输入端；所述第二反相器的输出端连接到所述第四nmos管的栅极；所述第四nmos管的源极连接所述振荡模块的控制端，所述第四nmos管的漏极与接地端连接；所述电容的一端连接所述振荡模块的控制端，另一端与接地端连接。

作为上述方案的改进，所述平方根模块包括第一放大器、第二放大器、第四pmos管、第五pmos管、第六pmos管、第七pmos管、第八pmos管、第五nmos管、第六nmos管、第七nmos管、第四电阻和第五电阻；所述第一放大器的同相端连接所述平方根模块的输入端，所述第一放大器的反相端通过所述第四电阻与接地端连接，所述第一放大器的输出端连接所述第五nmos管的栅极，所述第五nmos管的源极连接所述第四pmos管的漏极，所述第五nmos管的漏极通过所述第四电阻与接地端连接；所述第四pmos管的源极连接供电端，所述第四pmos管的栅极与所述第四pmos管的漏极及第五pmos管的栅极连接；所述第五pmos管的源极连接供电端，所述第五pmos管的漏极连接所述第六nmos管的源极和所述第六nmos管的栅极；所述第六nmos管的栅极连接所述第二放大器的同相端，所述第六nmos管的漏极连接所述第七nmos管的源极；所述第七nmos管的栅极连接所述第二放大器的反相端和所述第二放大器的输出端，所述第七nmos管的漏极与接地端连接；所述第六pmos管的漏极与栅极均连接到所述第二放大器的输出端，所述第六pmos管的源极连接供电端；所述第六pmos管的漏极还连接到所述第七pmos管的源极，所述第七pmos管的栅极和漏极均通过所述第五电阻与接地端连接；所述第八pmos管的栅极与所述第六pmos管的栅极连接，所述第八pmos管的源极连接供电端，所述第八pmos管的漏极连接所述平方根模块的输出端。

作为上述方案的改进，所述第一比较器为迟滞比较器。

作为上述方案的改进，所述振荡模块还包括第八nmos管、第九nmos管和第十nmos管；所述第八nmos管的栅极连接到所述电流源的电流输出端，所述第八nmos管的源极连接到所述振荡模块的控制端，所述第八nmos管的漏极与所述第四nmos管的源极连接；所述第四nmos管的源极通过所述第八nmos管与所述振荡模块的控制端连接；所述第九nmos管的源极和栅极连接到所述电流源的电流输出端，所述第九nmos管的漏极连接第十nmos管的源极；所述第十nmos管的栅极连接所述第四nmos管的栅极，所述第十nmos管的漏极与接地端连接；所述电流源的电流输出端通过所述第九nmos管和所述第十nmos管与接地端连接。

作为上述方案的改进，所述第四pmos管和所述第五pmos管的宽长比一致。

与现有技术相比，本发明提供的一种pwm/pfm的双模式控制电路，通过模式选择模块根据所述双模式控制电路的输入端的电压值大小，在重载情况下启动pwm控制模块，在轻载情况下启动pfm控制模块，并由所述pwm控制模块或所述pfm控制模块产生相应的控制信号，控制振荡电路的振荡模式，在所述双模式控制电路的输出端得到相应的pwm波形的电压或pfm波形的电压。由于所述pwm控制模块与所述振荡模块组成的pwm模式发生电路以及所述pfm控制模块与所述振荡模块组成的pfm模式发生电路集成在一个振荡器控制单元中，并由所述模式选择模块对选择工作模式，减小了电路的功能模块，降低了电路的静态功耗，并且在轻载情况下采用pfm模式工作，由于负载电流变化系统开关频率范围更加紧凑，使得电路在瞬态切换和稳态干扰下更加稳定，提高了在全负载电流下的工作效率。

附图说明

图1是本发明实施例中一种pwm/pfm的双模式控制电路的电路图。

图2是本发明实施例中平方根模块的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，本发明实施例提供的一种pwm/pfm的双模式控制电路包括模式选择模块、pwm控制模块、pfm控制模块和振荡模块。优选地，所述模式选择模块包括第一比较器com1；所述pwm控制模块包括第一反相器inv1、第一nmos管n1、第一pmos管p1、第二pmos管p2和电流源i1；所述pfm控制模块包括所述第二pmos管p2、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第三pmos管p3和所述电流源i1；所述振荡模块包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第一传输门t1、第二传输门t2、第二比较器com2、第二反相器inv2、第四nmos管n4和电容c。

结合图1，对本发明实施例提供的一种pwm/pfm的双模式控制电路的电路结构进行详细的描述。

所述模式选择模块的控制端连接所述双模式控制电路的输入端vin，所述模式选择模块的输出端同时连接所述pwm控制模块的控制端和所述pfm控制模块的控制端。

具体地，所述第一比较器com1的同相端用于连接参考电压vr，所述第一比较器com1的反相端连接所述模式选择模块的输入端，即连接到所述双模式控制电路的输入端vin，所述第一比较器com1的输出端连接所述模式选择模块的输出端。优选地，所述参考电压vr的电压值是介于所述输入端vin的电压值的最大值和最小值之间的常数值。当所述输入端vin的电压值小于所述参考电压vr的电压值时，所述第一比较器com1输出高电平，即所述模式选择模块输出高电平；当所述输入端vin的电压值大于所述参考电压vr的电压值时，所述第一比较器com1输出低电平，即所述模式选择模块输出低电平。优选地，所述第一比较器com1为迟滞比较器，以避免当所述输入端vin的电压值在所述参考电压vr的电压值附近时发生误跳变，提高所述双模式控制电路的稳定性。

所述pwm控制模块的控制端连接所述模式选择模块的输出端，所述pwm控制模块的输出端连接所述振荡电路的输入端。

具体地，所述第一反相器inv1的输入端连接所述pwm控制模块的控制端，所述第一反相器inv1的输出端连接所述第一nmos管n1的栅极。所述第一nmos管n1的源极连接所述第一pmos管p1的漏极，所述第一nmos管n1的漏极连接所述pwm控制模块的输出端。所述第一pmos管p1的栅极连接所述电流源i1的电流输入端，所述第一pmos管p1的源极连接供电端vcc。所述第二pmos管p2的栅极和漏极均连接所述电流源i1的电流输入端，所述第二pmos管p2的源极连接供电端vcc。所述电流源i1的电流输出端与接地端gnd连接。所述第一pmos管p1的栅极和所述第二pmos管p2的栅极连通，并且所述第一pmos管p1的源极和所述第二pmos管p2的源极连通，所述第一pmos管p1和所述第二pmos管p2形成电流镜结构。

所述pfm控制模块的控制端连接所述模式选择模块的输出端，所述pfm控制模块的输入端连接所述双模式控制电路的输入端vin，所述pfm控制模块的输出端与所述振荡模块的控制端连接。

具体地，所述第二pmos管p2的栅极和漏极均连接所述电流源i1的电流输入端，所述第二pmos管p2的源极连接供电端vcc。所述第二nmos管n2的栅极连接所述pfm控制模块的控制端，所述第二nmos管n2的源极连接所述pfm控制模块的输入端，所述第二nmos管n2的漏极连接所述pfm控制模块的输出端。所述第三nmos管n3的栅极连接所述第二nmos管n2的栅极，所述第三nmos管n3的源极连接所述第三pmos管p3的漏极，所述第三nmos管n3的漏极连接所述pfm控制模块的输出端。所述第三pmos管p3的栅极连接所述电流源i1的电流输入端，所述第三pmos管p3的源极连接供电端vcc。所述电流源i1的电流输出端与接地端gnd连接。所述第三pmos管p3的栅极和所述第二pmos管p2的栅极连通，并且所述第三pmos管p3的源极和所述第二pmos管p2的源极连通，所述第三pmos管p3和所述第二pmos管p2形成电流镜结构。

所述振荡模块的控制端同时与所述pwm控制模块的输出端和所述pfm模块的输出端连接，所述振荡模块的输出端与所述双模式控制电路的输出端vout连接。

具体地，所述第一电阻r1、所述第二电阻r2和所述第三电阻r3依次串联于接地端gnd和供电端vcc之间。所述第一传输门t1的输入端连接在所述第二电阻r2与所述第三电阻r3之间，所述第一传输门t1的输出端连接所述第二比较器com2的同相端，所述第二传输门t2的输入端连接在所述第一电阻r1与所述第二电阻r2之间，所述第二传输门t2的输出端连接所述第二比较器com2的反相端，所述第一传输门t1的正控制端和所述第二传输门t2的负控制端均与所述第二比较器com2的输出端连接，所述第一传输门t1的反控制端和所述第二传输门t2的反控制端均与所述第二反相器inv2的输出端连接。所述第二比较器com2的输出端连接到所述振荡模块的输出端和所述第二反相器inv2的输入端。所述第二反相器inv2的输出端连接到所述第四nmos管n4的栅极。所述电容c的一端连接所述振荡模块的控制端，另一端与接地端gnd连接。所述第四nmos管n4的源极连接所述振荡模块的控制端，所述第四nmos管的漏极与接地端连接，形成由所述振荡模块的输出电压控制的电容c的放电回路。

优选地，所述振荡模块还包括第八nmos管n8、第九nmos管n9和第十nmos管n10。所述第九nmos管n9的源极和栅极连接到所述电流源i1的电流输出端，所述第九nmos管n9的漏极连接第十nmos管n10的源极；所述第十nmos管n10的栅极连接所述第四nmos管n4的栅极，所述第十nmos管n10的漏极与接地端gnd连接；所述电流源i1的电流输出端通过所述第九nmos管n9和所述第十nmos管n10与接地端gnd连接。

优选地，所述双模式控制电路还包括平方根模块，所述平方根模块的输入端连接所述双模式控制电路的输入端vin，所述平方根模块的输出端i2连接所述pfm控制模块的输入端，即所述pfm控制模块的输入端通过所述平方根模块与所述双模式控制电路的输入端vin连接。

具体地，参见图2，所述平方根模块包括第一放大器com3、第二放大器com4、第四pmos管p4、第五pmos管p5、第六pmos管p6、第七pmos管p7、第八pmos管p8、第五nmos管n5、第六nmos管n6、第七nmos管n7、第四电阻r4和第五电阻r5。

所述第一放大器com3的同相端连接所述平方根模块的输入端，所述第一放大器com3的反相端通过所述第四电阻r4与接地端gnd连接，所述第一放大器com3的输出端连接所述第五nmos管n5的栅极，所述第五nmos管n5的源极连接所述第四pmos管p4的漏极，所述第五nmos管n5的漏极通过所述第四电阻r4与接地端gnd连接。所述第四pmos管p4的源极连接供电端vcc，所述第四pmos管p4的栅极与所述第四pmos管p4的漏极及第五pmos管p5的栅极连接。所述第五pmos管p5的源极连接供电端vcc，所述第五pmos管p5的漏极连接所述第六nmos管n6的源极和所述第六nmos管n6的栅极。所述第六nmos管n6的栅极连接所述第二放大器com4的同相端，所述第六nmos管n6的漏极连接所述第七nmos管n7的源极。所述第七nmos管n7的栅极连接所述第二放大器com4的反相端和所述第二放大器com4的输出端，所述第七nmos管n7的漏极与接地端gnd连接。所述第六pmos管p6的漏极与栅极均连接到所述第二放大器com4的输出端，所述第六pmos管p6的源极连接供电端。所述第六pmos管p6的漏极还连接到所述第七pmos管p7的源极，所述第七pmos管p7的栅极和漏极均通过所述第五电阻r5与接地端gnd连接。所述第八pmos管p8的栅极与所述第六pmos管p6的栅极连接，所述第八pmos管p8的源极连接供电端vcc，所述第八pmos管p8的漏极连接所述平方根模块的输出端i2。

并且所述第五pmos管p5和所述第四pmos管p4组成电流镜结构，所述第六pmos管p6和所述第八pmos管p8组成电流镜结构。

所述双模式控制电路的输入端vin输入电压从所述平方根模块的输入端输入电压，所述第一放大器com3、所述第五nmos管n5和所述第四电阻r4组成的负反馈电路使所述第一放大器com3的同相端与反相端电压值相等，优选地，在所述第四pmos管p4和所述第五pmos管p5的宽长比一致时，流经所述第五pmos管p5的电流与流经所述第四pmos管p4的电流相等，设流经所述第五pmos管p5的电流值i3，有：

由于所述第二放大器com4、所述第五pmos管p5、所述第七pmos管p7、所述第六nmos管n6、所述第七nmos管n7和所述第五电阻r5组成单位增益负反馈回路，所述第七nmos管n7的栅极电压值与所述第七pmos管p7的源极电压值相等，使所述第七nmos管n7工作在饱和区，所述第七pmos管p7工作在亚阈值区，所述第七nmos管n7的阈值电压值约等于所述第七pmos管p7的栅源电压值，设所述阈值电压值为v0，使得所述第七nmos管n7的阈值电压与所述第七pmos管p7的阈值电压大小相等。即：

vthn7＝vthp7≈vgsp7

对于所述第七pmos管有：

vb＝va-vgsp7＝va-vthp7

其中va为图2中a处的电压值，vb为图2中b处的电压值。

根据mos管的饱和电流计算公式，此时所述第七nmos管n7的漏极电流为：

设第六pmos管p6与第七pmos管p7的宽长比为1：m，则流经第七pmos管p7的电流有：

综合上述公式可得：

由于第四电阻r4的阻值与第五电阻r5的阻值确定，所以输出端i2的输出电流值与所述输入端vin输入的电压值的开方成线性关系。设：

有：

避免了在所述输出端i2的输出电流值与所述输入端vin的电压值成线性关系的情况下，在大范围负载切换时，容易造成所述双模式控制电路应用的系统的开关频率调节幅度过大，使得所述系统不易控制，提高了所述系统的可控性。

下面，结合图1和图2，对本发明提供的一种pwm/pfm的双模式控制电路的工作过程进行详细的描述。

首先，负载电压通过所述输入端vin输入所述双模式控制电路。所述模式选择模块根据所述输入端vin输入的电压值与所述参考电压vr的电压值比较，在所述输入端vin输入的电压值小于所述参考电压vr的电压值时，所述双模式控制电路输出高电平，在本实施例电路中，即是控制所述pfm控制模块启动，使所述双模式控制电路进入pfm模式进行工作；在所述输入端vin输入的电压值大于所述参考电压vr的电压值时，所述双模式控制电路输出低电平，在本实施例电路中，即是控制所述pwm控制模块启动，使所述双模式控制电路进入pwm模式进行工作。

当所述振荡电路输出低电平时，所述第二nmos管n2的栅极和所述第三nmos管n3的栅极均为低电平，所述第二nmos管n2和所述第三nmos管n3均截止，所述pfm控制模块关闭。由于所述第一pmos管p1和所述第二pmos管p2构成电流镜结构，所述第一pmos管p1导通，所述第二nmos管n2导通，所以所述第一pmos管p1的沟道电流与所述电流源i1的电流成线性关系。所述pwm控制模块启动并向所述振荡电路输出，所述电容c开始充电。所述pwm控制模块的输出端的电流大小为：

ipwm＝k1i1

其中k1为第一pmos管p1和第二pmos管p2的镜像电流比值。

当所述电容c的两端电压差值超过所述第二比较器com2的同相端电压值时，所述第二比较器com2的输出端输出低电平，即所述双模式控制电路输出低电平，所述放电回路导通，所述电容c开始放电；直至所述电容c的两端电压差值小于所述第二比较器com2的同相端电压值，所述第二比较器com2的输出端输出高电平，即所述双模式控制电路输出高电平，所述放电回路截止，所述电容c继续充电。因此有所述电容c电压上限值v1和下限值v2：

因此在pwm模式下，所述双模式控制电路输出端脉冲周期为：

得到恒定周期的输出脉冲，即所述双模式控制电路在pwm模式下输出pwm波形脉冲。

当所述振荡电路输出高电平时，所述第一nmos管n1的截止，所述pwm控制模块关闭。所述第二nmos管n2的和所述第三nmos管n3均导通，所述pfm控制模块启动。所述平方根模块的输出端i2输出电流经过所述第二nmos管n2，从所述pfm控制模块的输出端输出。由于所述第三pmos管p3和所述第二pmos管p2构成电流镜结构，所述第三pmos管p3导通，所述第三nmos管n3导通，所以所述第三pmos管p3的漏极电流：

i4＝k2i1

其中k2为第三pmos管p3和第二pmos管p2的镜像电流比值

此时所述电容c的充电电流为所述电流源i1的电流与所述平方根模块的输出端i2的电流之和，当所述电容c的两端电压差值超过所述第二比较器com2的同相端电压值时，所述第二比较器com2的输出端输出低电平，即所述双模式控制电路输出低电平，所述放电回路导通，所述电容c开始放电；直至所述电容c的两端电压差值小于所述第二比较器com2的同相端电压值，所述第二比较器com2的输出端输出高电平，即所述双模式控制电路输出高电平，所述放电回路截止，所述电容c继续充电。

因此在pfm模式下，所述双模式控制电路输出端脉冲周期为：

得到输出频率随输入端vin的电压值大小变化而变化的输出脉冲，及所述双模式控制电路在pfm模式下输出pfm波形脉冲。

本发明实施例提供的一种pwm/pfm的双模式控制电路，通过模式选择模块根据所述双模式控制电路的输入端的电压值大小，在重载情况下启动pwm控制模块，在轻载情况下启动pfm控制模块，并由所述pwm控制模块或所述pfm控制模块产生相应的控制信号，控制振荡电路的振荡模式，在所述双模式控制电路的输出端得到相应的pwm波形的电压或pfm波形的电压。由于所述pwm控制模块与所述振荡模块组成的pwm模式发生电路以及所述pfm控制模块与所述振荡模块组成的pfm模式发生电路集成在一个振荡器控制单元中，并由所述模式选择模块对选择工作模式，减小了电路的功能模块，降低了电路的静态功耗，并且在轻载情况下采用pfm模式工作，由于负载电流变化系统开关频率范围更加紧凑，使得电路在瞬态切换和稳态干扰下更加稳定，提高了在全负载电流下的工作效率。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。