一种无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法与流程

本发明涉及一种检测无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法，属于电机控制技术领域。

背景技术：

永磁同步电机要稳定运行，必须实时检测到永磁转子位置，实现闭环控制。想让永磁同步电机处于闭环运行，驱动系统必须实时知道永磁转子的磁极位置。只有这样才能满足对速度和电流的精确控制，因此转子位置和转速信号的获取是整个驱动系统非常重要的环节。

高精度的永磁同步电机系统对速度控制和位置控制提出很高的要求，对传感器的要求也相应地提高。由于机械传感器(如编码器、霍尔感应器、旋转变压器等)的安装带来了系统成本增加、体积增大、受工作环境影响、可靠性降低等缺陷。无传感器永磁同步电机系统是在不安装位置传感器的前提下，利用检测到的电机电压、电流和数学模型估算出转子位置和转速，即利用电气特性来反映出电机的机械运动特性，由于无需改造电机，省去昂贵的机械传感器、降低维护费用和不怕粉尘与潮湿环境影响等优点，而且从根本上避免了由于加装机械传感器引起的电机轴抖动、机械惯量增加等硬件传感器不可避免的缺陷，因此无位置传感器的永磁同步电机系统获得广泛的应用。

永磁同步电机无位置传感器矢量控制的方法按照其理论基础可以划分为两类，一类是基于电机基波模型的无位置传感器控制方法，另一类是基于电机谐波模型的无位置传感器控制方法。基于电机基波模型方法的基本思想是利用电机反电势和转子位置的关系来估算转子位置。主要包括反电势直接计算法、模型参考自适应法、观测器法以及卡尔曼滤波法等。该方法本质上都是从电机的反电势中获取电机转子位置和转速，一般适用于中高速范围。基于电机谐波模型的无位置传感器控制方法基本思想是利用转子的“物理凸极”结构对定子电信号的调制作用来估算转子位置，主要包括电感测量法、电压脉冲法、高频信号注入法和载波频率法。该类方法可以在低速甚至零速时估算转子位置，但是当电机运行于高速区时，反电动势过大，电压方程中的旋转分量不可忽略，使得位置估算精度降低，稳定性变差。

技术实现要素：

要解决的技术问题

常用的无位置传感器转子位置检测方法有：全降维观测器法、模型参考自适应观测器法、滑模观测器法等，然而上述方法均需要大量的软件计算，给实际应用带来一定的困难，从而影响矢量控制方法的精度。

为了避免上述现有技术的不足之处，本发明提出一种无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法。

技术方案

一种无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：当电机从速度开环、电流闭环的启动状态切换到速度、电流双闭环的运行状态，通过电流传感器采集电机三相绕组电流，计算电机的三相反向电动势u、v、w分别为：

式中，da、db、dc分别是控制三相桥臂的pwm信号的占空比，ud是施加到绕组上驱动电压，ia、ib、ic是相电流，ro是绕组的等效直流电阻；

步骤2：通过三相反电动势a、b、c、a-b、b-c、c-a与电角度轴的交点将电角度轴分割为30度等长的12个区间，在一个电周期内得到12个准确的转子位置的特征点，对处于特征点之间的转子位置信息采用扩展卡尔曼滤波方法估计；

步骤3：由电流传感器采样定子电流，一方面通过dq变换输入到电流控制器，另一方面输入到速度-位置观测器中由反电势计算得到转子位置和速度，再分别输入到坐标变换和速度控制器中，构成空间矢量双闭环控制系统；

永磁同步电机在α、β坐标系下的电压方程为：

式中，iα、iβ为电流在α、β轴上的分量，ωe是转子旋转的电角速度、θe是转子旋转的电角度；

状态方程为：

其中，rs为电机相电阻，ls为电机相电感，λr为电机转子永磁体磁链，np是电机的极对数，ωr是电机转子的角速度；

步骤4：选取状态变量、输入矢量、输出矢量为：x＝[iαiβωrθe]^t，u＝[uαuβ]^t，y＝[iαiβ]^t。

设系统的采样周期为tc，对公式(2)和(3)进行线性化和离散化得到：

其中，vk是测量噪声，wk是过程噪声，状态转移矩阵和测量矩阵分别为：

步骤5：扩展卡尔曼滤波器的输入为经过clark变换得到的iα、iβ和经过park逆变换得到的uα、uβ，输出为永磁同步电机的转子位置角和转速。

有益效果

本发明提出的一种无位置传感器永磁同步电机转子位置检测方法，该方法无需位置传感器，降低了系统成本；计算量小，实时性好，采集数据量小，便于电机控制器中多种微处理器(dsp、fpga、单片机等)实现；适用于空调变频调速、水泵、风机等电机控制的应用场合。

附图说明

图1无位置传感器永磁同步电机控制系统结构框图

图22个电周期内的分区解析示意图

图3转子位置检测流程

具体实施方式

永磁同步电机转子在旋转过程中，绕组会因切割磁力线而产生反向电动势，而反向电动势与转子相位有直接的对应关系，因此可以利用反电势信息来监测转子的相位。在电机运行过程中凭反向电动势的幅值来确定转子的各个相位实现方法复杂，一方面各相电流分身存在有高频成份，另一方面转速不稳定时，反向电动势本身也不稳定，所以不适合直接从反向电动势的幅值来换算转子相位，可采用信号处理的方法对三相绕组反电势的变化过程进行数字处理，提取出电机旋转过程中反向电动势的某些相对稳定的特征位置，诸如零点与极值点，得到位置特征点，对处于特征点之间的转子位置信息采用扩展卡尔曼滤波方法估计，最终得到转子的准确位置。

(1)电机绕组反向电动势检测及转子位置特征点获取方法

电机的每相绕组为可等效为电阻电感串联支路(rl支路)，绕组两端的电压由电感压降和电阻压降组成。r作为电机绕组的rl支路在电机转子转动过程中会呈现感应电动势，此时电机的u、v、w三相反向电动势分别为：

式中，da、db、dc分别是控制三相桥臂的pwm信号的占空比，ud是施加到绕组上驱动电压，ia、ib、ic是相电流，ro是绕组的等效直流电阻。根据上式可在整个电周期范围内测量到各相绕组的反电势。

检测到三相电机绕组的反向电动势a、b、c，根据这三相反电势的过零点以及极大值点可以将一个电角度周期以30度为步长分为12个区间。每个区间分界处是根据三相反电势的过零点和正负极大值点确定的。由于三相绕组在空间是对称安置的，因此某相绕组反电势的正负极大值点与另外两相反电势之差的过零点位置相同，在具体实现过程中某相的正负极极大值点可通过另外两相的差得到。如附图2中显示的六条曲线a、c、c、c-b、b-a、a-c与电角度轴的交点就将电角度轴分割为30度等长的区间。因此在一个电周期内通过反电势可以得到12个准确的转子位置的特征点，这12个位置特征点对应附图2中曲线与0轴的12个交点(方格表示)。

(2)基于扩展卡尔曼滤波的无位置传感器位置估计算法

在一个电周期内通过反电势可以得到12个准确的转子位置的特征点。这些特征点之间的位置信息采取扩展卡尔曼滤波估计的方法进行递推。

永磁同步电机在两相定子静止坐标系(αβ坐标系)下的电压方程为：

iα、iβ、为电流在α、β轴上的分量。ωe是转子旋转的电角速度、θe是转子旋转的电角度。

状态方程为：

其中，rs为电机相电阻，ls为电机相电感，λr为电机转子永磁体磁链，np是电机的极对数，ωr是电机转子的角速度。考虑到电机的惯性时间常数比系统的采样周期大很多，可以认为

选取状态变量、输入矢量、观测输出矢量为：x＝[iαiβωeθe]^t，u＝[uαuβ]^t，y＝[iαiβ]^t。

设系统的采样周期为tc，对公式(2)和(3)进行线性化和离散化得到：

vk是测量噪声，wk是过程噪声，状态转移矩阵和测量矩阵分别为：

由上述方程可进行扩展卡尔曼器滤波器设计，进行转子位置的估计。

扩展卡尔曼滤波器的输入为经过clark变换得到的iα、iβ和经过park逆变换得到的uα、uβ，输出为永磁同步电机的转子位置角和转速。扩展卡尔曼滤波器输出经过闭环反馈送到pi控制器，输出电机的控制电压，通过空间矢量控制三相逆变器驱动永磁同步电机运转。

可以看出，可以利用电机绕组的反电势在α、β轴的分量，采取卡尔曼滤波方法估算出转子位置θe和转速ωe。计算过程中由于受到ad采样精度和量化误差等因素影响，计算得到的位置θe和实际转子位置θ存在误差。如前所述，在电机转子旋转一个电周期时通过反电势可以得到12个准确的转子位置特征点，系统检测到一个特征位置，相当于转子从上一特征点到该特征位置点旋转了30°，这些特征点之间的转子角度信息采取扩展卡尔曼滤波估计的方法进行递推。每检测到一次位置特征点(相当于电机旋转30°)，利用该角度信息对卡尔曼滤波估计的角度信息进行校正，防止卡尔曼滤波的发散，同时也保证了转子角度估计的准确。

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

(1)电机启动

启动时采取速度开环，电流闭环的启动方式，首先将电机带到一定转速，当反电势算法中估计的转子位置和速度信息稳定时，切换到反电势算法的矢量控制模式中，使得电机由低转速到高转速平稳过渡。

切换过程的实质是给定电流矢量与转子d轴间夹角θ由一个较小的值变化到90°的过程。通过给定角度连续增加的电压空间矢量将电机拖入同步，实现从速度开环、电流闭环的启动状态切换到速度、电流双闭环的运行状态，电压空间矢量变化的快慢和方向决定了起动速度的快慢和方向。

(2)电机绕组反向电动势检测及转子位置特征点获取

电机转子在旋转过程中，绕组会因切割磁力线而产生反向电动势，而反向电动势与转子相位有直接的对应关系,因此可以利用反电势信息来监测转子的相位。

控制电路通过电流传感器采集电机三相绕组电流，由于同一时刻三相绕组电流之和为零，也可采集两相绕组电流，通过计算得到第三相电流。绕组的等效直流电阻与电机参数有关，是已知量，驱动电压是控制电路给出的已知量，因此根据公式(1)可在线计算得到三相绕组的反向电动势。

检测到三相电机绕组的反向电动势a、b、c，根据这三相反电势的过零点以及极大值点可以将一个电角度周期以30度为步长分为12个区间。每个区间分界处是根据三相反电势的过零点和正负极大值点确定的。但三相的极大值处是信号变化较为缓慢的过程，直接检测准确度相对较低。由于三相绕组在空间是对称安置的，因此三相反电势的正负极大值点与另外两相反电势之差的过零点位置相同，并且该另外两相反电势之差得到的过零过程比该相反电势本身的过零过程变化快，便于检测。因此在具体实现过程中某相的正负极极大值点可通过另外两相的差得到。最终在一个电周期内通过反电势可以得到12个准确的转子位置的特征点，特征点之间相差30度。

(3)基于扩展卡尔曼滤波的转子位置估计

当启动状态完成后，电机就切换到基于反电势无位置算法的速度—电流双闭环矢量控制状态。由电流传感器采样定子电流，一方面通过转子坐标系(dq坐标系)dq变换输入到电流控制器，另一方面输入到速度-位置观测器中由反电势计算得到转子位置和速度，再分别输入到坐标变换和速度控制器中，构成空间矢量双闭环控制系统。

永磁同步电机在α、β坐标系下的电压方程为：

状态方程为：

其中，rs为电机相电阻，ls为电机相电感，λr为电机转子永磁体磁链，考虑到电机的惯性时间常数比系统的采样周期大很多，可以认为

选取状态变量、输入矢量、输出矢量为：x＝[iαiβωrθe]^t，u＝[uαuβ]^t，y＝[iαiβ]^t。

设系统的采样周期为tc，该周期可根据实际的电机控制系统载频选取，对上述公式数字化处理得到：

xk＝f(xk-1,uk-1,wk-1)＝akxk-1+btcuk-1+wk-1

yk(xk,vk)＝hkxk+vk

vk是测量噪声，wk是过程噪声。

状态转移矩阵和测量矩阵分别为：

由上述方程可得到扩展卡尔曼器滤波器。

扩展卡尔曼滤波器的输入为经过clark变换得到的iα、iβ和经过park逆变换得到的uα、uβ，输出为永磁同步电机的转子位置角和转速。扩展卡尔曼滤波器输出经过闭环反馈送到pi控制器，输出电机的控制电压，通过空间矢量控制三相逆变器驱动永磁同步电机运转。在电机运转过程中，系统每检测到一个特征位置，就利用该特征位置点对应的角度信息对卡尔曼滤波估计的角度信息进行校正，防止卡尔曼滤波的发散，同时也保证了转子角度估计的准确。