本发明涉及一种直流变换电路。
背景技术：
与能量存储装置连接的电池充放电dc/dc转换器，其在微电网系统中起着最重要的作用。一方面，在最大功率转换级中执行充电/放电操作，并且电力转换损耗非常大。另一方面，电池充放电dc/dc转换器直接连接到直流配电系统。因此需要研究如何减少输出电压的纹波并降低初始投资成本。
图1所示为现有交错式dc-dc变换器。其拓扑使用两路电感，开关管控制方式为180度角交错开启方式。图5所示为现有交错式dc-dc变换器的电压纹波，在pwm频率不变的情况下，图6为本发明dc-dc变换器的电压纹波，所以本发明对比现有交错式dc-dc变换器有着电压纹波减少一倍的优点。图7所示为现有交错式dc-dc变换器电感电流纹波，图8所示为本发明dc-dc变换器电感电流纹波，在pwm频率不变的情况下，通过电感的电流纹波减小一倍。如图9所示，现有交错式dc-dc变换器在电压上升阶段震荡时间较长，并且震荡幅度较大，对于开关管的冲击较大，会减少开关管使用寿命。并且由于输出电压震荡幅度较大，也会对用电器造成电压过压。如图10所示，本发明的新型dc-dc变换器在电压上升阶段，有着电压上升速度快，震荡幅度小的优点。现有交错式dc-dc变换器使用两路电感，增加了整体大小以及重量，并且增加成本。
技术实现要素：
本发明的目的是克服现有技术的缺点，提出一种新的直流变换器—开关式交错dc-dc变换器。本发明可以补偿交错转换器的缺点，实现电力双向传输。对比传统交错式dc-dc变换器，本发明拓扑降低电压上升阶段震荡时间和震荡幅度，并且降低了一倍的输出电压纹波和电感电流纹波。在应用能量双向流动的同时，降低系统的体积，重量和成本。
本发明以单电感作为开关式交错dc-dc变换器的电感，并采用4个开关器件，4个开关器件两两并联。第一开关器件sw1和第二开关器件sw2并联，为第一组开关器件，第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联，为第二组开关器件。本发明变换器的输入电压端vin的正极连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2，并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2的另一端接入输入电压端vin的负极。并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2再串连第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联支路。第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联支路的另一端和变换器的输出电压端vout的正极。输出电压端vout的正负极间并联滤波电容c。
对本发明dc-dc变换器的控制方法为：将pwm的一个时间周期分为2组，控制第一组的2个开关器件，在此第一组时间周期打开第一组的第一个开关器件，使电感充电，然后打开第二组的第一个开关器件，使得电感放电，通过电容滤波。同理，在第二组时间周期打开第二组的第一个开关器件，使电容充电，然后打开第二组的第二个开关器件，使电感放电，通过电容滤波。由于开关器件的最大pwm驱动频率是固定的，可以使得在pwm频率不变的情况下，通过电感及电容的电流和电压频率增加一倍，电流和电压纹波值减小一倍，可以提高开关器件的使用寿命。
本发明的效果：
1)本发明拓扑可以有效的减小输入电流纹波和输出电压；电流波纹。
2)本发明拓扑可以提高开关器件的使用寿命。
3)本发明拓扑与交错式dc-dc转换器相比，减小系统尺寸，减少电感数量，降低成本。
4)本发明拓扑可以消除交错并联运行引起的不利影响，并且更少的电感使得并行运算和负载分配算法更为简单。
附图说明
图1现有交错式直流变换器拓扑图；
图2为本发明的拓扑图；
图3a为sw1导通时电感充电图；
图3b为sw4导通时电感放电图；
图3c为sw2导通时电感充电图；
图3d为sw3导通时电感充电图；
图4为本发明拓扑开关管的控制时序图；
图5为现有交错式直流变换器电压纹波图；
图6为本发明直流变换器电压纹波图；
图7为现有交错式直流变换器电流纹波图；
图8为本发明直流变换器电流纹波图；
图9为现有交错式直流变换器电压上升时震荡图；
图10为本发明直流变换器电压上升时震荡图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
如图2所示，本发明以单电感作为开关式交错dc-dc变换器的电感，并采用4开关器件sw1，sw2，sw3，sw4，4个开关器件两两并联。第一开关器件sw1和第二开关器件sw2并联，为第一组开关器件，第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联，为第二组开关器件。本发明变换器的输入电压端vin的正极连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2，并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2的另一端接入输入电压端vin的负极。并联的第一开关器件sw1和第二开关器件sw2再串连第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联支路。第三开关器件sw3和第四开关器件sw4并联支路的另一端和变换器的输出电压端vout的正极。输出电压端vout的正负极间并联滤波电容c。
如图3a所示，当第一开关器件sw1导通时，电源对电感l1充电，电容c持续放电。如图3b所示，当第四开关器件sw4导通时，电感l1放电，并且对电容c充电。如图3c所示，当第二开关器件sw2导通时,电源继续对电感l1充电，同时电容c放电。如图3d所示，当第三开关器件sw3导通时，电感l1放电，并对电容c充电。如图2所示，每个开关器件在一个周期内打开一次，但通过电感的电压在一个周期内出现两次。因此，通过电感l1的电流以及电容c的电压频率是开关频率的两倍。
图4所示是本发明4个开关器件的控制时序图。如图4所示，输入/输出电压比确定后，控制器产生对应于占空比的pwm信号。第一个pwm信号的一个周期由一对开关器件采用，下一个pwm信号由另一对开关器件采用。因此，两个周期的pwm是开关器件的一个周期。另一方面，本发明开关式交错dcdc变换器的电流是开关频率的两倍，因此与传统交错式dc-dc变换器相比，电感上的纹波减少了一半，与交错式dc-dc变换器相比，减少了滞后损耗，通过将开关频率降低一半来延长器件的寿命。
图6所示为本发明拓扑输出电压纹波图，图5是现有交错式dc-dc拓扑输出电压纹波图，对比两图结果可知本发明拓扑输出电压纹波值是现有交错式dc-dc拓扑输出电压纹波值的一半。
图8是本发明拓扑电感电流的纹波图，图7是现有交错式dc-dc拓扑电感电流的纹波图，对比两图结果可知本发明拓扑电感电流纹波值是现有交错式dc-dc拓扑电感电流纹波值的一半。
图10是本发明拓扑电压上升阶段震荡图，图9是现有交错式dc-dc拓扑电压上升阶段震荡图，对比两图结果可知本发明拓扑在电压上升阶段震荡幅度小，上升速度快。