一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件的制作方法

本发明属于器件优化及应用
技术领域：
，更为具体地讲，涉及一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件。
背景技术：
：硅材料绝缘栅双极型晶体管(SiIGBT)是一种非常重要的功率半导体元件，它在大电流等级下导通损耗低且器件成本低，因此广泛应用于大功率等级的设备中如中压电机驱动、电动汽车牵引逆变器及风光并网逆变器。然而由于SiIGBT少子器件的特征，在器件关断时往往会产生的拖尾电流导致较大关断损耗，SiIGBT的开关频率因此也普遍偏低。为减少SiIGBT的开关损耗，研究者们在其设计和优化都做了大量的工作：通过驱动电路的优化来提高SiIGBT开关速度，增加额外有源开关器件及辅助电路，增加额外的无源器件及配合使用脉宽调制策略实现软开关等。但上述策略均增加了成本及电路复杂性。SiIGBT的开关速度由储藏电荷决定，不同的是金氧半场效晶体管MOSFET由其内部寄生电容决定。该特性使其在开关损耗方面有较大的优势，尤其是碳化硅材料的MOSFET(SiCMOSFET)，更适应用在高频开关的场合。但碳化硅为新兴材料成本较高，其普及应用因此也受到了限制。如何将两种材料的器件结合起来，发挥各自优势，降低成本对器件及相关应用的发展有着重要意义。技术实现要素：本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件，利用两种不同的调制方式可有效减小SiIGBT动态开关损耗以帮助提高SiIGBT开关频率。为实现上述发明目的，本发明一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件，其特征在于，包括：一个碳化硅金氧半场效晶体管SiCMOSFET和一个硅绝缘栅双极型晶体管SiIGBT，通过将SiCMOSFET和SiIGBT串联组成混合型器件；混合型器件运行时，电流从SiCMOSFET的漏极流入、源极流出，SiCMOSFET的源极与SiIGBT的集电极相连接，从而流入至SiIGBT，再从其发射极流出；在混合型器件运行过程中，可根据不同的应用需求选择两种不同的调制方法来实现SiIGBT软开关特性；第一种调制方式为：除去SiIGBT开通或关断期间，SiCMOSFET一直保持导通，当SiIGBT发生开关动作时，SiCMOSFET会提前关断，直至SiIGBT完成开关动作后SiCMOSFET将再次导通；该调制下实现了SiIGBT的软开通，其开通过程为：在t1时刻前，SiIGBT关断，SiCMOSFET导通；在t1时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td2后在t2时刻开通，SiCMOSFET再经过一段延迟时间(Td1-Td2)后在t3时刻再次导通，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态描述为零电压硬电流(ZVHC)开通，即在SiIGBT电流迅速升高之前，电压先降低为零，但该开关状态下电流的变化率(di/dt)较快，在电流上升时由器件特性影响SiIGBT电压波形将出现一个突起；该调制下同时也实现了SiIGBT的软关断，其断开过程为：在t4时刻前，SiIGBT导通，SiCMOSFET导通；在t4时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td2后在t5时刻关断，SiCMOSFET再经过一段延迟时间(Td1-Td2)后在t6时刻再次导通，至此SiIGBT关断过程结束；这样的开关状态描述为零电流硬电压(ZCHV)关断，即在SiIGBT电压迅速升高之前，电流先降为零,但该开关状态下电压的变化率(dV/dt)较快，在电压上升时由器件特性影响SiIGBT电流波形将出现一个突起；第二种调制方式为：SiIGBT开通后，SiCMOSFET经过一段延迟时间再导通，在SiIGBT关断前，SiCMOSFET会先于SiIGBT提前关断；该调制下实现了SiIGBT的软开通，其开通过程为：在t1时刻前，SiIGBT关断，SiCMOSFET关断；在t1时刻SiIGBT导通，SiCMOSFET在经过一段延迟时间Td3后在t2时刻导通，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态同样描述为零电压硬电流(ZVHC)开通；该调制下同时也实现了SiIGBT的软关断，其断开过程为：在t3时刻前，SiIGBT导通，SiCMOSFET导通；在t3时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td4后在t4时刻关断，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态描述为零电压零电流2(ZVZC2)软关断，即在SiIGBT电压升高之前，电流先降为零,但该开关状态下电压的变化率(dV/dt)较小；这样通过上述两种调制方式实现SiIGBT软开关特性，减小动态开关损耗。本发明的发明目的是这样实现的：本发明一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件，由一个碳化硅金氧半场效晶体管SiCMOSFET和一个硅绝缘栅双极型晶体管SiIGBT串联组合而成，电流从SiCMOSFET的漏极流入、源极流出，SiCMOSFET的源极与SiIGBT的集电极相连接，从而流入至SiIGBT，再从其发射极流出；在混合型器件运行过程中，根据实际的电路环境，通过两种不同的调制方法来实现SiIGBT软开关特性。同时，本发明一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件还具有以下有益效果：(1)、该混合型器件连接结构简单，只需在SiIGBT电流回路中串联一个SiCMOSFET；(2)、该混合型器件在两种调制方式下均可实现IGBT软开关，有效的降低了SiIGBT的动态开关损耗，因而有利于进一步提高SiIGBT的开关频率；(3)、当该混合型器件可应用于实际电路时如HERIC，仅需一个SiCMOSFET和一个二极管便可帮助实现主回路的两个SiIGBT高频开关降低动态开关损耗，有效地控制了器件成本。附图说明图1是本发明实现SiIGBT软开关特性的混合型器件原理图；图2是SiIGBT开通关断的状态分类；图3是两种调制方式下各器件的的门极信号图；图4是第二种调制方式下关断时实现ZCZV2的软关断示意图；图5是串联SiCMOSFET实现SiIGBT软开关脉冲测试回路电路图；图6是第一种调制方式下SiIGBT软开关电压电流波形图；图7是第一种调制方式下SiIGBT在直流电压580V时，不同电流等级下开通及关断损耗图；图8是第一种调制方式下电流突起随延迟时间变化及该参数下的关断损耗图；图9是第二种调制方式下SiIGBT软开关电压电流波形图；图10是改进型HERIC电路中软开关的实现电路结构图；图11是改进型HERIC电路的调制策略图；图12是改进型HERIC电路中S7/S8在整个周期与S1～S4调制信号关系图；图13是改进型HERIC电路中正负半周期的高频开关的开关波形图。具体实施方式下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。实施例图1是本发明实现SiIGBT软开关特性的混合型器件原理图。在本实施例中，当SiIGBT工作于硬开关状态(Hard)时，器件的电压电流波形会在开通关断时存在互相交叠的区域如图2(a1)(b1)所示。它是造成器件高开关损耗的重要原因。为了减小开关损耗，可以认为通过控制电压电流波形来抑制开关损耗。在以往的研究中，人们通常将零电压开通归类为软开通，将零电流关断归类为软关断。事实上由于SiIGBT动态开关损耗取决于电压电流波形的具体交叠情况，这样的定义并没有准确概述所有软开关的情况。在SiIGBT开通关断时，应同时考虑到电压及电流的转换过渡形态。因此本实施例基于开关过程中电压电流波形提出开关状态详细分类如图2所示，其中图2(a)为开通状态，图2(b)为关断状态。图2(a2)该开关状态描述为零电压硬电流(ZVHC)开通,在电流迅速升高之前，电压先降低为零，此时电流的变化率(di/dt)较快。由图可知，在电流上升时出现了一个电压波形突起，这是由SiIGBT这种双极性器件的物理特性所决定的。这样电流电压出现交叠区域，因此开关损耗依然存在。同样的，在电压迅速升高之前，电流先降为零称之为零电流硬电压(ZCHV)关断如图2(b2)，此时电压的变化率(dv/dt)较快。由于储存的载子需要时间重新结合，在电压上升时，也将出现一个电流波形的突起。此时电压电流交叠，开关损耗也不为零。而在ZCHV中，电流与电压的中间的延迟时间将影响到这个电流突起，进一步也会影响开关损耗。在ZVHC中，电压突起主要依赖于电流的变化率，由于电流与电压的中间的延迟时间并不会影响电导调制的确立，因此它并不影响电压突起。当SiIGBT串联电感开通时，电压先降为零，随后电流再以较低的变化率逐渐上升，本实施例将该情况描述为零电压零电流(ZVZC)开通如图2(a3)所示。当SiIGBT并联电容关断时，电流先降为零，随后电压再以较低的变化率逐渐上升，本实施例将该情况描述为零电流零电压(ZCZV)关断如图2(b3)所示。为减小SiIGBT的动态开关损耗，如图1所示，本发明提供了一种实现SiIGBT软开关特性的混合型器件，包括：一个碳化硅金氧半场效晶体管SiCMOSFET和一个硅绝缘栅双极型晶体管SiIGBT，通过将SiCMOSFET和SiIGBT串联组成混合型器件；混合型器件运行时，电流从SiCMOSFET的漏极流入、源极流出，SiCMOSFET的源极与SiIGBT的集电极相连接，从而流入至SiIGBT，再从其发射极流出；在混合型器件运行过程中，可根据不同的应用需求选择两种不同的调制方法来实现SiIGBT软开关特性；第一种调制方式为：第一种调制方式下各器件的的门极信号如图3(a)所示，除去SiIGBT开通或关断期间，SiCMOSFET一直保持导通，当SiIGBT发生开关动作时，SiCMOSFET会提前关断，直至SiIGBT完成开关动作后SiCMOSFET将再次导通；该调制下实现了SiIGBT的软开通，其开通过程为：在t1时刻前，SiIGBT关断，SiCMOSFET导通；在t1时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td2后在t2时刻开通，SiCMOSFET再经过一段延迟时间(Td1-Td2)后在t3时刻再次导通，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态描述为零电压硬电流(ZVHC)开通，即在SiIGBT电流迅速升高之前，电压先降低为零，但该开关状态下电流的变化率(di/dt)较快，在电流上升时由器件特性影响SiIGBT电压波形将出现一个突起；该调制下同时也实现了SiIGBT的软关断，其断开过程为：在t4时刻前，SiIGBT导通，SiCMOSFET导通；在t4时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td2后在t5时刻关断，SiCMOSFET再经过一段延迟时间(Td1-Td2)后在t6时刻再次导通，至此SiIGBT关断过程结束；这样的开关状态描述为零电流硬电压(ZCHV)关断，即在SiIGBT电压迅速升高之前，电流先降为零,但该开关状态下电压的变化率(dV/dt)较快，在电压上升时由器件特性影响SiIGBT电流波形将出现一个突起；第二种调制方式为：第二种调制方式下各器件的的门极信号如图3(b)所示，SiIGBT开通后，SiCMOSFET经过一段延迟时间再导通，在SiIGBT关断前，SiCMOSFET会先于SiIGBT提前关断；该调制下实现了SiIGBT的软开通，其开通过程为：在t1时刻前，SiIGBT关断，SiCMOSFET关断；在t1时刻SiIGBT导通，SiCMOSFET在经过一段延迟时间Td3后在t2时刻导通，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态同样描述为零电压硬电流(ZVHC)开通；该调制下同时也实现了SiIGBT的软关断，其断开过程为：在t3时刻前，SiIGBT导通，SiCMOSFET导通；在t3时刻SiCMOSFET关断，SiIGBT在经过一段延迟时间Td4后在t4时刻关断，至此SiIGBT开通过程结束；这样的开关状态描述为零电压零电流关断方式2(ZCZV2)，即在SiIGBT电压升高之前，电流先降为零,但该开关状态下电压的变化率(dV/dt)较小；第一种调制方式与第二种调制方式一样实现了ZVHC的软开通，关断时第一种调制方式实现了ZVHC的软关断，而第二种调制方式实现了另一种ZCZV2关断方式如图4所示。此方法中由于两管在关断时共同分压，因此在开通时，SiCMOSFET的电压变化率小，因此引起的谐振也会相应减小。在关断时，SiIGBT不再是快速承担全部电压，而是逐渐升压直至与SiCMOSFET分压平衡。从而实现了零电流零电压的软关断方式2(ZCZV2)，进一步降低了关断损耗。综上，通过上述两种调制方式实现SiIGBT软开关特性，减小动态开关损耗。实验仿真调制1的实验结果分析：为验证结合SiCMOSFET器件应用减少SiIGBT开关动态损耗，搭建脉冲实验平台其电路结构如图5所示。其中S1、S2为SiIGBT半桥开关模块，S1门极信号全程关断，S2给予脉冲信号。而S3为SiCMOSFET，其门极信号依据S2的门极信号按照图3(a)规律，在SiIGBT开关动作前提前关断，并在SiIGBT开关动作结束后再次导通，其余时间均为导通状态。在相同直流电压下，通过记录SiIGBT不同电流等级的开关电压电流波形，观察分析其开关损耗情况，实验参数如表1所示；表1是脉冲测试平台参数；参数大小/型号参数大小/型号直流输入电压580V直流侧电容470Uf/600VSiIGBTSKM100GB12T4SiCMOSFETCAS120M12BM2IGBT门极电阻1ΩMOSFET门极电阻5ΩON/1ΩOFFTd12usTd20.7us电感1mH开关电流范围0～101.5A表1SiIGBT软开关电压电流波形如图6所示，其中，图6(a)为SiIGBT开通过渡过程，其中灰线为电流波形，黑线为电压波形。在t1之前，S1S2S3＝001，忽略电感分压，S2集电极到发射极电压Vigt承受直流侧电压；当t1时刻，S3关断，各管电压状态不变；t2时刻SiIGBT导通，Vigt电压逐渐降低，其电压转移加载到S3的漏源极，过程结束是Vmos将上升至直流侧电压，同时在高电压变化率条件下，寄生电感电容共同作用产生谐振现象；t3时刻S3再次导通，开关S3电压迅速下降至零同时回路中电流逐渐上升，其稳定值由直流电压、电感及脉冲宽度决定，如图中开通电流为87A。由图中可看到由于SiIGBT器件特性，S3开通时，电导调制还未完成，因此在此时刻产生了一个电压波形的突起，它与电流的交叠将带来开通损耗。同样高电流变化率也同时引发了轻微的谐振现象。直至电流稳定，S3开通过程结束，如图2(a2)所示，将其定义为零电压硬电流的软开通方式。图6(b)为SiIGBT在101.5A电流等级关断过渡过程，其中灰线为电流波形，黑线为电压波形。在t4之前，S1S2S3＝011，忽略开关器件结电容的影响，电感承受直流侧电压；当t4时刻S3关断，电流降低至零，同时电压转移加载到S3的漏源极，Vmos将迅速上升至直流侧电压，由于电压电流的急速变化，谐振现象也依旧存在；t5时刻SiIGBT关断，各管电压状态不变；t6时刻S3再次导通，Vmos电压逐渐降低，其电压转移加载到S3的漏源极，过程结束是Vigt将上升至直流侧电压。由图中可看到由于SiIGBT器件特性，S3开通时，由于时间关系，储存的少子的重新结合尚还未完成，因此在此时刻产生了一个电流波形的突起，它与电压的交叠将带来开通损耗。同样高电压变化率也同时引发了轻微的谐振现象。直至电压稳定，S3开通过程结束，如图2(b2)所示，将其定义为零电流硬电压的软开通方式。图7为SiIGBT在直流电压580V时，不同电流等级的ZVHC开通损耗如图7(a)所示和ZCHV关断损耗如图7(b)所示。图7(a)中黑线为SiIGBT硬开关时的开通损耗，灰线为SiIGBT零电流硬电压开通损耗，其电流范围均为14.5A～87A。由图可知硬开关损耗随着电流的增大而逐渐增大，而软开关损耗依旧存在，主要是因器件特性引发的电压突起进而带来了开通损耗。但该开通损耗在该电流范围内均不到0.5mJ，比原硬开通损耗降低了90％以上。SiIGBT的大部分开关损耗来源于关断损耗如图7(b)，在101.5A时硬关断损耗高达7mJ，而零电流硬电压的关断损耗减小到了3mJ，比原硬关断损耗降低了57％。同样地，由于电流突起的影响，SiIGBTZCHV关断仍然存在较大的损耗。由前文分析可知，SiIGBT关断到MOSFET再次开通这段延迟时间将对电流突起变化造成影响进而改变关断损耗。当固定Td2不变，通过改变Td1来改变延迟时间，其电流突起变化情况及该参数下的关断损耗如图8所示。其中，Td1从2us到6us逐渐增大，如图8(a)所示，随延迟时间的增大，SiIGBT内部少子结合完成的越多，因而电流突起的面积逐渐减小。相应的它与电压的交叠面积也会减小，关断损耗也随之降低。如图8(b)为对应延迟时间下的关断损耗变化，可以看到当延迟时间为6us时，关断损耗降低到了0.8mJ。同样的这个电流突起的变化也将改变MOSFET的开通损耗。但该延迟时间并非越长越好，它类似于死区时间一样会影响目标的控制量占空比的变化。因此该参数的选择应结合开关损耗及谐波失真度的要求综合考虑。调制2的实验结果分析：在MATLAB/simulink搭建双脉冲测试的仿真平台结构如同5所示，其仿真参数如同表1中所示,该仿真中直流侧电压值为400V，该仿真中将对混合型器件采用调制策略2。SiIGBT的开通关断波形如图9所示。其中第一条线为SiIGBTS2的电压波形；第二条线为SiCMOSFETS3的电压波形，第三条线为SiIGBTS2的电流波形。如图9(a)，在t1时刻前，SiIGBT与SiCMOSFET均关断，直流侧电压Vdc由两器件共同分压；t1时刻SiIGBT导通，SiIGBT上电压下降至0，而SiCMOSFET电压上升至直流侧电压值，其过程中由于寄生参数的影响将引发谐振。但与调制1相比，此时电压变化率相对较小，谐振也因此减小。在t2时刻SiCMOSFET导通，SiCMOSFET上的电压下降至0，此时电路导通，电流上升，同样存在谐振现象。可看出该调制下同样实现了SiIGBT的ZVHC软开通，降低了SiIGBT的开通损耗。调制2下的关断过程如图9(b)所示，在t3时刻前，SiIGBT与SiCMOSFET均导通；t3时刻，SiCMOSFET关断，电流下降至0，SiMOSFET上的电压上升至直流电压值，存在谐振现象；t4时刻SiIGBT关断，SiIGBT电压缓慢上升，SiCMOSFET电压缓慢下降，直至两器件分压平衡。与调制1关断过程相比，调制2中，SiIGBT的电压变化率小，有效地抑制了电流突起减小了关断损耗。此时SiIGBT实现了零电流零电压的软关断如图4所示。下面我们再通过一个实例对调制2的实验结果分析：在传统HERIC电路中，H桥的四个开关均为高频开关，是主要的开关损耗来源。为减小该电路的动态开关损耗，本文改进电路结构，新增四个器件，在不改变原电路功能情况下，降低四个高频开关的动态损耗。原HERIC电路中直流侧连接SiIGBT组成的H桥，H桥由两个半桥S1S2及S3S4组成，两个半桥的集电极和发射极分别相连，再与直流侧的正负极相连。而两个半桥中S1S2及S3S4两器件的连接点A、B构成H桥的输出端，双向开关S5S6与交流侧滤波器并联，和输出端A、B相连。其中S5、S6集电极相连，S5、S6发射极分别连接A、B点，且SiIGBTS1～S6均有反并联的二极管。在原HERIC电路结构中新增四个器件SiCMOSFETS7/S8与二极管D9/D10。其中S7的漏极与S1的集电极相连，S7的源极与二极管D9的正极相连，D9的负极与S3的集电极相连，如图10所示。改进HERIC电路的调制策略如图11所示，原HERIC各管的调制策略不变，在电网电压正半周期，S2、S3、S6、S7关断，S5导通，S1/S4按SPWM调制策略高频开关，S8与S1/S4开关信号关系满足调制2方法如图12(a)；在电网电压负半周期，S1、S4、S5、S8关断，S6导通，S2/S3按SPWM调制策略高频开关，S7与S2/S3开关信号关系满足调制2方法如图12(b)。如图13为改进HERIC正负半周期的高频开关的开关波形，在正半周期如图13(a)，SiIGBTS1/S4为高频开关，此时由SiCMOSFETS8辅助他们实现软开通。SiIGBT的具体开通过程：在t1时刻前，开关状态为00001000，电流通过S5和S6的反并联二极管续流；t1时刻，S1/S4导通，此时开关状态为10011000，电流仍通过S5和S6的反并联二极管续流，S1、S4上的电压降为0；经过一段延迟时间S8在t2时刻导通，此刻电流上升，此时整个开通过程结束，由S1/S4的电压电流波形可看出，它们在S8的辅助作用下实现了软开通；SiIGBT的具体关断过程：在t3时刻前，开关状态为10011001，电流通过S1，交流侧，S4及S8；t3时刻，S8关断，此时开关状态为10011000，电流通过S5和S6的反并联二极管续流，电流下降为0；经过一段延迟时间S1/S4在t4时刻关断，此刻两器件上电压上升，此时整个关断过程结束，由S1/S4的电压电流波形可看出，它们在S8的辅助作用下实现了软关断。同理如图13(b),在S7的辅助下，S2/S3同样实现了软开关。尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本
技术领域：
的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本
技术领域：
的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。当前第1页1 2 3