双极型功率变换器电路的制作方法

本实用新型涉及一种结构简单，实施成本较低、功率因素高的双极型功率变换器电路，属开关电源制造领域。

背景技术：

目前，在高性能电源的设计中，电源工程师只能从有限且价格昂贵的控制芯片中选择其中一个，然后面对芯片而不是面对电源本身进行开发，同时，在电源研发的过程中很可能因结构、器件、参数、使用及环境的不同需控制电路提供额外支持，而控制芯片却无法提供，这将导致研发周期变长，甚至造成产品性能及效率的下降，成本上升。

在功率器件方面，虽然双极型晶体管芯片利用率高、技术成熟、价格低廉、负载能力强，但由于其驱动困难（因开关速度慢且随负载变化），加之现有软开关电源控制芯片均以成本较高的MOSFET（或IGBT）为驱动对象，所以，中、大功率的高效开关电源成了MOSFET的舞台。然而，由于功率MOSFET导通损耗大（大电流时尤为突出P=Id² * Ron），使之成为进一步提高电源效率的瓶颈。

技术实现要素：

设计目的：避免背景技术中的不足之处，设计一种结构简单，实施成本较低、功率因素高的双极型功率变换器电路。

设计方案：为了实现上述设计目的。本实用新型在电路结构的设计上，驱动良好的双极型晶体管在大电流时通常有更低的损耗（P=Ic * Vce），且可以在更高的电压下工作，其开关速度慢且随负载变化的缺陷可以通过控制器的随动控制得到有效克服，这意味着可以使用双极型晶体管设计更为高效的开关电源而成本更为低廉；其次，利用单片机芯片单价便宜，开发简单，多路输入输出，可进行逻辑运算，可时序控制的特点，在电源研发的过程中可以针对实际结构、器件、参数、使用及环境设计方案；三是利用双极型晶体管芯片利用率高、技术成熟、价格低廉、负载能力强，在大电流时通常有更低的损耗、且可以在更高的电压下工作的特点，可以使设计的开关电源更为高效且成本更为低廉。所谓随动控制，即是通过单片机检测半桥或全桥的关键节点，获得开关器件的开关状态，进而控制双极型晶体管在最佳导通时间内导通，使开关器件进入软开关状态，减小开关器件的开关损耗，使开关电源更为高效。所谓动态驱动，即是双极型晶体管的驱动功率能跟随负载电流的增大而增大。

技术方案：一种双极型功率变换器电路，功率变换器电路中用于检测功率器件开关状态的控制电路的信号输出端分别接功率器件的信号输入端，控制电路的信号输入端接隔离变压器的一次侧端。

本实用新型与背景技术相比，一是实施成本低，开发简单，性能可靠；二是电源转换效率高。

附图说明

图1是双极型功率变换器电路第一种实施例的示意图。

图2是图1的流程示意图。

图3是双极型功率变换器电路第二种实施例的示意图。

图4是图3的流程示意图。

图5是双极型功率变换器电路第三种实施例的示意图。

图6是图5的流程示意图。

图7是双极型功率变换器电路第四种实施例的示意图。

图8是双极型功率变换器电路第五种实施例的示意图。

具体实施方式

实施例1：参照附图1。对于半桥逆变电路：两个开关器件（Q1、Q2）以及两个分压电容（C1、C2）组成的半桥电路，两个二极管（D1、D2）与两个开关器件（Q1、Q2）反向并联，谐振电容C3接于两个开关器件中点与地之间，隔离变压器的一次侧两端分别与开关器件中点及分压电容中点相连。

程序流程图参见图2。假定Q2导通，中点电压V_mid等于直流母线电压V_dc。状态一：根据设定的时间，控制电路使Q1关断，同时内部计时器开始计时，由于谐振电容C3的存在，中点电压V_mid等于直流母线电压V_dc，Q1零电压关断。谐振电容C3通过变压器T1放电，电路进入谐振状态。状态二：C3电压谐振到0，由于T1的漏感能量尚未放尽，故T1电流依然从左到右，二极管D2续流导通；控制电路检测到中点电压过零，控制电路使Q2导通，Q2零电压开通。同时记录Q1的关断时间t1。状态三：根据设定的时间，控制电路使Q2关断，由于谐振电容C3的存在，中点电压V_mid等于0，Q2零电压关断。状态四：利用开关管Q1的关断时间t1控制开关管Q1导通，由于电路结构对称，因而Q1为零电压导通。回到状态一重新循环。

实施例2：参见附图3。对于全桥逆变电路：四个开关器件（Q1、Q2、Q3、Q4）组成的全桥电路，四个二极管（D1、D2 、D3、D4）与四个开关器件（Q1、Q2、Q3、Q4）反向并联，谐振电容（C1）接于两个开关器件（Q1、Q2）中点与地之间，谐振电容（C2）接于两个开关器件（Q3、Q4）中点与地之间，隔离变压器的一次侧两端分别与开关器件（Q1、Q2）中点及开关器件（Q3、Q4）中点相连。通过随动控制（驱动随开关管开关速度和随负载变化而变化）达到使四个开关器件工作于软开关状态。

程序流程图参见图4。设开关管导通时间为t。直流母线电压V_dc，全桥中开关器件（Q1、Q2）中点为V_mid1，开关器件（Q3、Q4）中点为V_mid2，假定Q1、Q4导通，中点电压V_mid1等于直流母线电压V_dc，中点电压V_mid2等于0。状态一：根据设定的时间t，控制电路使Q1、Q4关断，由于谐振电容C1的存在，中点电压V_mid1等于V_dc，Q1零电压关断。由于谐振电容C2的存在，中点电压V_mid2等于0，Q4零电压关断。谐振电容C1放电,C2充电，电路进入谐振状态。状态二：V_mid1谐振到0，V_mid2谐振到V_dc，由于T1的漏感能量尚未放尽，故T1电流依然从左到右，二极管D2、D3续流导通，控制电路检测到中点V_mid1电压过零，使Q2、Q3导通，此时V_mid1=0V，Q2零电压开通。V_mid2=V_dc， Q3零电压开通。状态三：根据设定的时间t，控制电路使Q2、Q3关断，由于谐振电容C1的存在， Q2零电压关断。由于谐振电容C2的存在， Q3零电压关断。状态四：V_mid1谐振到V_dc，V_mid2谐振到0，由于T1的漏感能量尚未放尽，故T1电流依然从右到左，二极管D1、D4续流导通，控制电路检测到中点V_mid2电压过零，使Q1、Q4导通，此时V_mid2=0V，Q4零电压开通。V_mid1=V_dc， Q1零电压开通。回到状态一重新循环。

实施例3：参见图5。开关管开关状态检测电路的采样点为两个电流互感器T2、T3的二次侧。程序流程图参见图6。状态一：根据设定的时间，控制电路使Q1关断，由于谐振电容C3的存在，中点电压V_mid等于V_dc，Q1零电压关断。谐振电容C3通过变压器T1放电，电路进入谐振状态。状态二：中点电压V_mid谐振到零，由于T1的漏感能量尚未放尽，故T1电流依然从左到右，二极管D2续流导通，电流互感器T3同名端为正，控制电路检测到电流互感器T3同名端正脉冲，控制电路使Q2导通，Q2零电压开通。状态三：根据设定的时间，控制电路使Q2关断，由于谐振电容C3的存在，中点电压V_mid等于0，Q2零电压关断。状态四：中点电压V_mid谐振到V_dc，由于T1的漏感能量尚未放尽，故T1电流依然从右到左，二极管D1续流导通，电流互感器T2同名端为正，控制电路检测到电流互感器T2同名端正脉冲，控制电路使Q1导通，Q1零电压开通。回到状态一重新循环。

实施例4：参见图7。在半桥中点V_mid和变压器T1之间串入一个电流互感器T2， T2的二次侧经全波整流作为驱动电路的电源，当负载电流增大，变压器T2输出功率增加，驱动功率得到补偿，实现双极型晶体管的动态驱动。

实施例5：参见图8。本实施例将实施例3的T2、T3合并为一个电流互感器T2，控制电路可以从A获得二极管D1续流导通时的正脉冲信号，控制上半桥零电压开通；从B可以获得二极管D2续流导通时的正脉冲信号，控制下半桥零电压开通；同时，T2的二次侧经过全波整流作为驱动电源，实现双极型晶体管的动态驱动。

实施例6：在半桥中点V_mid或全桥中点（V_mid1或V_mid2）和变压器T1之间串入一个电流互感器T2， T2的二次侧经全波整流作为驱动电路的电源，当负载电流增大，互感器输出功率增加，驱动功率得到补偿，实现双极型晶体管的动态驱动。

实施例7：在半桥或全桥的上下臂串入电流互感器T2、T3， T2、T3的二次侧经全波整流作为驱动电路的电源，当负载电流增大，互感器输出功率增加，驱动功率得到补偿，实现双极型晶体管的动态驱动。

需要理解到的是：上述实施例虽然对本实用新型的设计思路作了比较详细的文字描述，但是这些文字描述，只是对本实用新型设计思路的简单文字描述，而不是对本实用新型设计思路的限制，任何不超出本实用新型设计思路的组合、增加或修改，均落入本实用新型的保护范围内。