一种DCMBoost功率因数校正变换器的控制电路的制作方法

本发明涉及DCM Boost功率因数校正变换器，特别是一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路。

背景技术：

功率因数校正变换器可以降低电力电子装置对公共电网的谐波污染，具有功率因数高，体积小，成本低等优点。工作于电感电流断续模式(DCM)的Boost 功率因数校正变换器以控制简单、无二极管反向恢复损耗等优点而得到广泛应用。定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的开关管导通占空比固定，存在输入电流畸变，且随着输入电压的提高，输入电流畸变更加严重，导致输入功率因数的降低，在一些对功率因数与输入电流谐波要求很高的场合，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器难以满足要求。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种高功率因数的DCM Boost功率因数校正器的控制电路。

实现本实用新型目的的技术方案如下：

一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路，包括输入电压判断器、控制脉冲产生器和控制脉冲选择器；

所述输入电压判断器包括第一比较器B₁₀，B₁₁，…，B_1n和D触发器D₁，D₂，…， D_n；第一比较器B₁₀的正输入端用于连接开关周期检测信号V_PC，负输入端用于连接锯齿波v_saw，输出端连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的CLK端；第一比较器B₁₁，…，B_1n的正输入端分别用于连接输入电压边界V_i，i＝1,2,…,n，负输入端分别用于连接DCM Boost功率因数校正变换器整流后的输入电压v_rec，输出端分别对应连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的D端；

所述控制脉冲产生器包括误差放大器、分压网络K₀，K₁，…，K_n和第二比较器 B₂₀，B₂₁，…，B_2n；误差放大器的负输入端用于连接所述DCM Boost功率因数校正变换器的输出电压V_o，正输入端用于连接参考电压V_ref，输出端连接到分压网络K₀，K₁，…，K_n的输入端；分压网络K₀，K₁，…，K_n的输出端分别对应连接到第二比较器B₂₀，B₂₁，…，B_2n的正输入端；第二比较器B₂₀，B₂₁，…， B_2n的负输入端用于连接锯齿波v_saw；所述分压网络K₀，K₁，…，K_n的比例系数分别为k₀，k₁，…k_n；

所述控制脉冲选择器包括与门Y₀，Y₁，…，Y_n和或门；与门Y₁的输入端分别连接到D触发器D₁的QN端、D触发器D₂的Q端和第二比较器B₂₁的输出端；与门Y₂的输入端分别连接到D触发器D₂的QN端、D触发器D₃的Q端和第二比较器B₂₂的输出端；与门Y₃，…，Y_n-1与D触发器及第二比较器的连接关系以此类推；与门Y₀的输入端分别连接到D触发器D₁的Q端和第二比较器B₂₀的输出端；与门Y_n的输入端分别连接到D触发器D_n的QN端和第二比较器B_2n的输出端；与门Y₀，Y₁，…，Y_n的输出端分别连接到或门的输入端，或门的输出端用于连接DCM Boost功率因数校正变换器的开关管。

本实用新型的有益效果是：使得在整个90～264V AC输入电压范围内，DCM Boost功率因数校正器都能获得近似于1的功率因数。

附图说明

图1是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器系统结构框图；

图2是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的控制方法流程图；

图3是输入电压判断器(100)的电路图，包括比较器(101、102、103、104、105)、D触发器(106、107、108、109)；D触发器D_i的Q端输出为V_Qi， QN端输出为V_NQi；

图4是控制脉冲产生器(200)的电路图，包括误差放大器(201)、分压网络(202)、比较器(203)；

图5是控制脉冲选择器(300)的电路图，包括与门(301、302、303)、或门(304)、驱动电路(305)；

图6是本发明的关键波形，包括(a)输入电压边界、(b)控制脉冲类型、 (c)电感电流波形和(d)开关管驱动波形；

图7是输入电压边界系数的设计方法；

图8是不同输入电压情况下的输入电压与输入电流波形，包括(a)输入电压波形和(b)输入电流波形；

图9是定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF对比；

图10是定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的THD 对比；

图11是V_in＝110V时，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图12是V_in＝264V时，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图13是V_in＝110V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图14是V_in＝264V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

上述附图主要符号名称：v_in为输入交流电压，有v_rec为整流后的输入电压，有ω为输入交流电压角频率。V_in为输入电压有效值。i_in为输入电流。i_L为电感电流。L为Boost变换器升压电感。Q为开关管。VD为二极管。C为Boost变换器输出电容。R为负载。V_o为输出电压。 P_i为控制脉冲类型。D_i为控制脉冲P_i所对应的占空比。T_s为变换器开关周期。 T_line为工频周期。V_i为输入电压边界。v_gs为开关管驱动信号。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图做进一步详细的描述。

图1是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的系统结构框图，由图1 可知控制电路由三部分组成：输入电压判断器100、控制脉冲产生器200、控制脉冲选择器300。

控制脉冲产生器200由一个误差放大器201、n+1个控制脉冲系数k_i(i＝0,1, 2,…,n)与n+1个比较器组成，控制脉冲产生器200检测输出电压V_o，并由误差放大器201得到输出电压误差反馈信号V_EA，误差放大器的输出端与n+1个比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)连接，得到n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，在通过与锯齿波v_saw进行比较，得到n+1个控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)，其中n+1个比较器的输出端分别与控制脉冲选择器300中的n+1个与门连接。输入电压判断器100由n+1个比较器与n个D触发器组成，控制脉冲选择器300由一个或门 304与n+1个与门组成。每一个开关周期开始时，输入电压判断器100中V_PC与锯齿波v_saw通过比较器101进行比较，将输入电压检测器100中全部D触发器的CLK端置1，当V₀≤v_rec＜V₁时，比较器102输出高电平，将D触发器106的D 端置1，则V_Q0为高电平，并通过控制脉冲选择器300中的与门301对控制脉冲 P₀进行选择作为Boost变换器有效控制脉冲；当V_i≤v_rec＜V_i+1时，比较器103输出低电平，将触发器107的D端置0，则V_NQi为高电平，比较器104输出高电平，将触发器108的D端置1，则V_Qi也为高电平，并通过控制脉冲选择器300中的与门303对控制脉冲P_i进行选择作为Boost变换器的有效控制脉冲；当时，比较器105输出低电平，将D触发器109的D端置0，则V_Qn为高电平，并通过与门304对控制脉冲P_n进行选择作为Boost变换器的有效控制脉冲。

DCM Boost功率因数校正变换器的占空比由输入电压判断器100、控制脉冲产生器200与控制脉冲选择器300决定。该控制方法的步骤为：1、检测输出电压V_o，与参考电压V_ref进行误差放大得到误差放大信号V_EA；2、通过n+1个比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)得到n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，其中， V_{con_i}＝k_iV_EA，设置V_{m_max}为最大输入电压的峰值，例如：对 90V～264V AC输入电压变化范围，

M_i(i＝0,1,2,…,n)为电压边界系数，设置3、将n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)分别与锯齿波进行比较，产生n+1个控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)；4、在每个开关周期开始时，检测整流后的输入电压v_rec并与n+1个输入电压边界V_i(i＝0,1,2,…,n) 进行比较，设置输入电压边界V_i＝M_iV_{m_max}；5、当V₀≤v_rec＜V₁时，选择P₀作为有效控制脉冲控制开关管的导通；当V_i≤v_rec＜V_i+1时，选择P_i作为有效控制脉冲；当v_rec≥V_n时，选择P_n作为有效控制脉冲。

图2为本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的控制方法流程图，由图 2可知输入电压判断器100、控制脉冲产生器200与控制脉冲选择器300的作用在于：

1)输入电压判断器100：在每一个开关周期开始时，输入电压判断器100 将整流后的输入电压v_rec(t)与预设的n+1个输入电压边界V_i(i＝0,1,2,…,n)进行比较，以确定v_rec(t)所处的电压范围，其中

V_i＝M_iV_{m_max} (3)

式中，V_{m_max}为输入交流电压最高时的电压幅值，例如，90～264V AC输入电压范围，M_i(i＝0,1,…,n)为输入电压边界系数。M_i可采用任意一种输入电压边界系数的定义方式。为实现最优的技术效果，将单位正弦sin(ωt) 在0～π/2范围内等分为(n+1)段，如图7所示，M_i为每个相位等分点对应的单位正弦函数。

2)控制脉冲产生器200：控制脉冲产生器200检测DCM Boost功率因数校正变换器的输出电压V_o，与参考电压V_ref进行误差放大得到误差放大信号V_EA；再通过设定的(n+1)个不同的控制脉冲比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)，得到(n+1)个不同的控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，其中V_{con_i}＝k_iV_EA，再将控制信号与锯齿波 v_saw进行比较，得到(n+1)个不同的控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)，控制脉冲P_i所对应的占空比D_i为

D_i＝k_iD_o (5)

其中，控制脉冲比例系数k_i设置为

3)控制脉冲选择器300：根据输入电压判断器的输出信号，控制脉冲选择器选择相应的控制脉冲，实现开关管的控制，其选择过程如图6所示。图6为本发明的主要波形图，其中(a)为输入电压波形，其中(b)为控制脉冲的选择过程， (c)为电感电流波形，(d)为开关管驱动波形。由图6(a)与图6(b)可知，当V₀≤v_rec＜V₁时，选择P₀作为有效控制脉冲，当V_i≤v_rec＜V_i+1时，选择P_i作为有效控制脉冲，当v_rec≥V_n时，选择P_n作为有效控制脉冲，因此可得半个工频周期内，本发明的 DCM Boost功率因数校正变换器的占空比变化函数D_PT(t)。

本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电流i_in：

以为基准值，对式(8)进行标幺化，可得标幺化的输入电流i_in^*：

其中i_{in_i}^*为

取n＝13，根据式(3)、式(4)与式(6)可以确定本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的全部控制电路参数。表1与表2为n＝13时，输入电压边界V_i与控制脉冲比例系数k_i的取值。

表1输入电压边界V_i(伏)

表2控制脉冲系数k_i

根据上述参数，可以作出如图8所示，输出电压V_o＝400时，在半个工频周期内，不同输入电压有效值V_in所对应的输入电压与输入电流波形。由图8(a)可以看出，当V_in＝110V时，v_rec(t)只能上升到V₃，因此只使用了4种控制脉冲；当 V_in＝264V时，v_rec(t)将上升到V₁₃，因此将使用14种控制脉冲。由图8(b)可以看出，V_in＝110V与V_in＝264V时，对应的输入电流波形都非常接近与正弦形式。

图9位定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF。由图9可知，在90～264V AC输入电压范围内，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的PF最低值为0.865，而本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF最低值为0.996。

图10位定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的THD。由图10所示，在90～264V AC输入电压范围内，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的最大THD为58％，而本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的最大THD仅为8％。

图11与图12分别为V_in＝110V时与V_in＝264V时，定占空比控制DCM Boost 功率因数校正变换器的输入交流电压v_in、输入电流i_in、电感电流i_L的仿真波形。由图11可以看出，随着输入电压增大，输入电流畸变也随之增大。

图13与图14分别V_in＝110V时与V_in＝264V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入交流电压v_in、输入电流i_in、电感电流i_L的仿真波形。由图14可以看出，输入电压增大时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电流仍接近与正弦。