本实用新型涉及开关电源的技术领域，尤其是指一种同步整流电路。
背景技术：
随着计算机通信等技术的发展，电子行业需求和功能都不断增强，元器件的功耗也不断地上升。为了降低设备中的功率损耗，变换器的工作电压只能不断降低，逐步采用低压大功率的电源变换器。在低压大功率的应用场合中，传统二极管整流技术导通压降高，功率损耗高的问题逐渐凸显。我们所熟知的肖特基势垒二极管的导通压降有0.6V，而更普遍采用的整流二极管的导通压降则达到了1到1.2V。在低压应用场合，这会使得的电源的效率大大下降。目前，MOSFET的导通电阻已经降至0.06mΩ以下，导通压降更是低至毫伏级别，MOS管导通损耗低的特点尤为突出。因此，利用MOS的同步整流技术能大大提高DC/DC变换器的工作效率。
引入利用MOS管的同步整流技术虽然大大降低了整流电路的导通损耗，但是由于MOS管结电容的存在，在开通和关断MOS管时，结电容会与变压器的漏感产生谐振，从而导致MOS管上存在电压尖峰和电压振荡。在大功率场合这种电压尖峰和振荡会极大增加MOS的电压应力，严重威胁MOS管的使用安全性。为了减小或消除MOS管上的电压振荡，目前已经提出很多方法，归纳起来主要有以下五种：RC缓冲电路，RCD缓冲电路，有源钳位，变压器辅助绕组加二极管钳位电路和原边加钳位二极管电路。
RC和RCD缓冲电路抑制振荡的方法都存在电阻的损耗，并且会使温度上升。变压器辅助绕组加二极管钳位电路和原边加钳位二极管电路的方法都在变压器原边侧进行钳位，不能从副边侧折算到原边侧的电压和电流振荡无法被抑制。有源钳位电路跨接在输出端，也不能有效抑制副边绕组两端的振荡。由于RC和RCD缓冲电路比较简单，所以是目前最常用的钳位方法，但是大功率电源变换器的应用中此种方会产生大量的热能损耗。
技术实现要素：
本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提出了一种同步整流电路，限制和吸收同步整流电路中MOS管上的电压峰值及振荡，同时把所吸收的振荡能量提供给负载，从而减小MOS管的开关损耗并提高电源效率。
为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为：一种同步整流电路，包括有变压器、输出端，还包括有第一整流电路、第二整流电路、第一钳位电路、第二钳位电路；所述第一整流电路分别与变压器的副边第一端、输出端、第一钳位电路、第二钳位电路相连，用于对变压器的输出电流进行整流，并外接有第一控制信号来控制其开关状态；所述第二整流电路分别与变压器的副边第二端、输出端、第一钳位电路、第二钳位电路相连，用于对变压器的输出电流进行整流，并外接有第二控制信号来控制其开关状态；所述第一钳位电路分别与变压器的副边第一端、第二端以及输出端相连，用于对第一整流电路在整流过程中进行钳位控制，并外接有第一检测电路和第三控制信号来控制其开关状态；所述第二钳位电路分别与变压器的副边第一端、第二端以及输出端相连，用于对第二整流电路在整流过程中进行钳位控制，并外接有第二检测电路和第四控制信号来控制其开关状态。
所述第一整流电路包含有MOS管K1，所述第二整流电路包含有MOS管K2，所述第一钳位电路包含有二极管D1、电容C1以及分别与该二极管D1、电容C1相连的MOS管K3，所述第二钳位电路包含有二极管D2、电容C2以及分别与该二极管D2、电容C2相连的MOS管K4；其中，控制第一整流电路开关的第一控制信号和控制第二整流电路开关的第二控制信号为规律的周期信号，第一控制信号和第二控制信号分别为周期信号的前半周期和后半周期；所述MOS管K3开通，向负载提供电容C1上存储的能量，所述第一检测电路检测电容C1上的电压并获得第三控制信号来控制MOS管K3开关；所述MOS管K4开通，向负载提供电容C2上存储的能量，所述第二检测电路检测电容C2上的电压并获得第四控制信号来控制MOS管K4开关。
所述第一控制信号和第二控制信号有重叠时间，为所述第一整流电路和第二整流电路的重叠换流时间，且所述第一钳位电路和第二整流电路的开通以及第二钳位电路和第一整流电路的开通存在死区。
所述第一检测电路和第二检测电路均包括有相连的比较电路和光耦，其中，所述比较电路的比较器输出高电平，光耦不导通，此时钳位电路MOS管驱动信号为低电平，MOS管不导通。
所述第一钳位电路和第二钳位电路向负载馈能选在变压器零电压状态且第一整流电路和第二整流电路换流开始前。
本实用新型与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
本实用新型设有第一钳位电路和第二钳位电路跨接在变压器副边第一端和第二端；相对于最广泛的RC和RCD钳位电路，本实用新型不会因引入电阻而产生额外的能量损耗，而相较于传统的有源钳位，本实用新型的优点是直接钳位变压器副边两端电压振荡，而不会向传统有源钳位电路只钳位副边一端到中心抽头的电压振荡。与传统的有源钳位电路相比，本实用新型能把电压振荡限制在更小的范围内，使MOS管在整流过程中得到更好的保护，并使输出电压纹波更小。由此限制和吸收同步整流电路中MOS管上的电压峰值及振荡，同时把所吸收的振荡能量提供给负载，从而减小MOS管的开关损耗并提高电源效率。
附图说明
图1为本实用新型方框流程示意图。
图2为本实用新型的整流电路主功率电路。
图3为本实用新型的控制信号。
图4为本实用新型的检测电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明。
参见图1所示，本实施例所提供的同步整流电路，包括有变压器1、输出端2；以及与变压器副边第一端和输出端相连接、用于对变压器的输出电流进行整流的第一整流电路3，该第一整流电路3由第一控制信号4控制开关状态；与变压器副边第二端和输出端相连接、用于对变压器的输出电流进行整流的第二整流电路5，该第二整流电路5由第二控制信号6控制开关状态；与变压器副边第一端、变压器副边第二端以及输出端连接、用于对第一整流电路在整流过程中进行钳位控制的第一钳位电路7，该第一钳位电路7由第一检测电路8和第三控制信号9控制开关状态；与变压器副边第一端、变压器副边第二端以及输出端连接、用于对第二整流电路在整流过程中进行钳位控制的第二钳位电路10，该第二钳位电路10由第二检测电路11和第四控制信号12控制开关状态。
参见图2所示，所述第一整流电路3包括MOS管K1；第二整流电路5包括MOS管K2；第一钳位电路7包括超快恢复二极管D1、电容C1和MOS管K3；第二钳位电路10包括超快恢复二极管D2、电容C2和MOS管K4；其中：所述控制第一整流电路开关的第一控制信号4和控制第二整流电路开关的第二控制信号6为规律的周期信号，第一控制信号4和第二控制信号6分别为周期信号的前半周期和后半周期。所述第一钳位电路的MOS管K3开通，向负载提供电容C1上存储的能量，第一检测电路检测电容C1上的电压并获得第三控制信号控制第一钳位电路的MOS管K3开关；所述第二钳位电路的MOS管K4开通，向负载提供电容C2上存储的能量，第二检测电路检测电容C2上的电压并获得第四控制信号控制第二钳位电路的MOS管K4开关。所述第一控制信号4和第二控制信号6有重叠时间，为第一整流电路2和第二整流电路5的重叠换流时间，且为避免钳位电路短路，第一钳位电路和第二整流电路的开通以及第二钳位电路和第一整流电路的开通有一定死区。
参见图3所示，一个开关周期工作过程如下：前半周期第一控制信号为高，第一同步整流电路导通，第二控制信号为低，第二同步整流电路关断。换流开始前，即第二同步整流电路开通前，当变压器处于零电压状态时，第三控制信号由低变高，第一有源钳位电路MOS管开通，向负载提供钳位电容上存储的能量。当第一检测电路检测到钳位电容上的电压，即变压器副边第一端和第二端的电压差低于设置值31.4V时，第三控制信号由高变低，第一有源钳位电路MOS管关断。随后第二控制信号由低变高，第一同步整流电路和第二同步整流电路重叠换流开始。换流结束后，第一控制信号由高变低，第一同步整流电路关断，此时第一同步整流电路处于峰值电压，电流经过第二同步整流电路给第一同步整流电路的MOS管结电容充电，当结电容上的电压上升超过第二钳位电路设置的钳位电压值31.4V时，第二钳位电路10的超快恢复二极管D2导通，过冲的电流给电容C2充电，从而将峰值电压和振荡电压限制在一定范围内。下一个重叠换流之前，第四控制信号由低变高，第二有源钳位电路MOS管开通，向负载提供钳位电容上存储的能量，输出电压12V。换流后第一有源钳位电路限制第二同步整流电路的MOS管结电容的充电电压和振荡。第一钳位电路和第二钳位电路向负载馈能选在变压器零电压状态且第一整流电路和第二整流电路换流开始前。
参见图4所示，所述第一检测电路8和第二检测电路11均包括比较电路和光耦，比较电路的比较器输出高电平，光耦不导通，此时钳位电路MOS管驱动信号为低电平，MOS管不导通；当比较器和光耦输出低电平，经DSP发出驱动控制信号使钳位电路MOS管导通，钳位电容开始释放能量；当比较器和光耦输出重新变为高电平，此时DSP控制驱动使钳位电路MOS管关断。本实施例中，从输入端VC看进去首先比较电路是一个滞回比较电路，比较器选用LM393，供电电压为15V，地为悬浮地，第一检测电路的地接在副边第二端，第二检测电路的地接在副边第一端。正输入端设置的参考电压为15V，R3＝10K，R4＝200K，滞回比较电路阈值范围为15.7-14.3＝1.4V。光耦输出端电源为3.3V，地为弱电地。当电容上的电压小于15.7V时，比较器输出高电平，光耦不导通，光耦输出CPLD为高电平，此时钳位电路MOS管驱动信号为低电平，MOS管不导通。当电容上的电压大于31.4V时，比较器和光耦输出低电平，经DSP发出驱动控制信号使钳位电路MOS管导通，钳位电容开始释放能量，同时，滞回比较电路阈值电压变为14.3V。当电容释能后电压小于14.3V时，比较器和光耦输出重新变为高电平，此时DSP控制驱动使钳位电路MOS管关断。
综上所述，本实用新型的同步整流电路设有第一钳位电路和第二钳位电路跨接在变压器副边第一端和第二端；相对于最广泛的RC和RCD钳位电路，本实用新型不会因引入电阻而产生额外的能量损耗，而相较于传统的有源钳位，本实用新型的优点是直接钳位变压器副边两端电压振荡，而不会向传统有源钳位电路只钳位副边一端到中心抽头的电压振荡。与传统的有源钳位电路相比，本实用新型能把电压振荡限制在更小的范围内，使MOS管在整流过程中得到更好的保护，并使输出电压纹波更小。由此限制和吸收同步整流电路中MOS管上的电压峰值及振荡，同时把所吸收的振荡能量提供给负载，从而减小MOS管的开关损耗并提高电源效率。
备注：本实施例是结合输出电压为12V，钳位副边第一端和第二端电压差为31.4V来说的，但我们可以做到任何输出电压和钳位电压差来实现上述功能，我们强调的是直接钳位变压器副边两端的电压差。
以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。