DC-DC转换器的制作方法

本发明涉及具备电容性功率变换器的dc-dc转换器。

背景技术：

具备被称为开关电容电路、电荷泵电路的电容性功率变换器的dc-dc转换器因为不需要变压器等电感性元件，所以比较容易小型化。因此，可以说适合于小型、小功率用途的电源装置。

作为具备电容性功率变换器的dc-dc转换器，例如公开有非专利文献1。在非专利文献1记载的dc-dc转换器不具有电感器。

另一方面，在专利文献1记载了具备电容性功率变换器的dc-ac转换器。在专利文献1示出了如下内容，即，利用电感器和电容器的谐振，将输入的直流电压变换为正弦波状的交流电压并输出。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平8-116679号公报

非专利文献

非专利文献1：vincentwai-shanngandsethr.sanders；″switchedcapacitordc-dcconverter：superiorwherethebuckconverterhasdominated″；eecsdepartmentuniversityofcalifornia，berkeleytechnicalreportno.ucb/eecs-2011-94august17，2011

技术实现要素：

发明要解决的课题

对于小功率的用途而言，起因于dc-dc转换器的功率变换效率的发热很少成为问题。此外，由于集成电路技术的进步，在小功率的领域中，具备小型化比较容易的电容性功率变换器的dc-dc转换器正日益普及。

另一方面，对于大功率的用途而言，以往使用了具备变压器、线圈的dc-dc转换器。

近年来，芯片电容器的大电容化得到发展，在具备电容性功率变换器的dc-dc转换器中，与以往相比，变得也能够处理大功率。因此，今后在具备电容性功率变换器的dc-dc转换器中，也越来越需要用于提高功率变换效率的努力。也就是说，在想要使用电容性功率变换器对例如几百mw以上的功率进行变换的情况下，也需要考虑发热而提高功率变换效率。

另一方面，本申请的发明人们发现，在想要使用电容性功率变换器对几百mw以上的功率进行变换的情况下，由于是电容性的功率变换器，所以会产生大的峰值电流，需要减轻由这个大的峰值电流造成的损耗、降低由功率变换器的电容和该功率变换器具有的寄生电感的谐振现象产生的损耗。

因此，本发明的目的在于，提供一种具备在谋求小型化的同时改善了功率变换效率的电容性功率变换器的dc-dc转换器。

用于解决课题的手段

(1)本发明的dc-dc转换器具备：电容性功率变换器，具有输入部、输出部、多个第一电容器、多个开关元件、以及对多个开关元件进行开关控制的控制电路，通过切换多个开关元件而对多个第一电容器进行充放电，从而对从输入部输入的输入电压进行降压变换并向输出部输出输出电压；以及lc电路，设置在输出部，具有电感器和第二电容器，电容性功率变换器根据多个开关元件的连接状态，至少具有第一连接状态和第二连接状态，在第一连接状态下，控制电路进行控制，使得以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第一谐振频率以上的开关频率进行动作，在第二连接状态下，控制电路进行控制，使得以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第二谐振频率以上的开关频率进行动作。

(2)本发明的dc-dc转换器具备：电容性功率变换器，具有输入部、输出部、多个第一电容器、多个开关元件、以及对多个开关元件进行开关控制的控制电路，通过切换多个开关元件而对多个第一电容器进行充放电，从而对从输入部输入的输入电压进行升压变换并向输出部输出输出电压；以及lc电路，设置在输入部，具有电感器和第二电容器，电容性功率变换器根据多个开关元件的连接状态，至少具有第一连接状态和第二连接状态，在第一连接状态下，控制电路进行控制，使得以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第一谐振频率以上的开关频率进行动作，在第二连接状态下，控制电路进行控制，使得以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第二谐振频率以上的开关频率进行动作。

(3)本发明的dc-dc转换器具备：电容性功率变换器，具有多个第一电容器、多个开关元件、以及对多个开关元件进行开关控制的控制电路，通过切换多个开关元件而对多个第一电容器进行充放电，从而对电压进行升降压；以及lc电路，具有电感器和第二电容器，电感器具有一端和另一端，一端与电容性功率变换器连接，第二电容器与电感器的另一端连接，电容性功率变换器至少具有用于功率变换的第一连接状态和第二连接状态，由控制电路进行控制，使得将输入电压变换为输出电压，在第一连接状态下，第一连接状态的期间比由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第一谐振频率的倒数的一半短，在第二连接状态下，第二连接状态的期间比由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的第二谐振频率的倒数的一半短。

在上述(1)、(2)、(3)记载的任一结构中，均可通过lc电路的电感来降低从电容性功率变换器产生的大的峰值电流所造成的损耗。进而，通过进行开关动作，从而可抑制由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感产生的谐振现象所造成的反向电流的产生。因而，可改善功率变换效率。

(4)也可以在电容性功率变换器的后级连接包括电感器以及第二电容器的电感性降压转换器。根据该结构，通过由降压转换器来承担电容性功率变换器的电压变换比的一部分，从而能够减小电容性功率变换器的负载，其结果是，能够以更高的电压变换比进行高效率的功率变换。

(5)也可以在电容性功率变换器的前级连接包括电感器以及第二电容器的电感性升压转换器。根据该结构，通过并用升压转换器，从而由升压转换器来承担电容性功率变换器的电压变换比的一部分，由此能够减小电容性功率变换器的负担，其结果是，能够以更高的电压变换比进行高效率的功率变换。

(6)优选为，lc电路与所述电容性功率变换器的低电压侧的端子连接。

(7)优选为，控制电路根据负载变动对第一连接状态的期间和第二连接状态的期间的切换进行控制。根据该结构，即使在产生了负载变动的情况下，也可维持高的功率变换效率。

(8)优选为，第一谐振频率与第二谐振频率相等。根据该结构，在第一连接状态和第二连接状态的任一状态下，均可改善功率变换效率。

(9)优选为，在电容性功率变换器中，输入电压和输出电压成为整数倍的关系。

(10)优选为，电容性功率变换器构成在电路基板，电感器由形成在电路基板的导体图案构成。根据该结构，在削减电感器的成本的同时，变得容易低高度化。

(11)优选为，第一连接状态和第二连接状态的导通时间相等。在该结构中，容易决定开关频率的最佳值。

(12)优选为，控制电路对等效的第一电容性功率变换器以及第二电容性功率变换器进行交错控制。

在该结构中，通过进行交错控制，从而能够进一步抑制峰值电流，进而，等效的开关频率变为两倍，能够抑制输出纹波电压。

发明效果

根据本发明，通过以由电容性功率变换器的电容、lc电路的电容以及电感决定的谐振频率以上的开关频率进行开关，从而可减轻损耗，并且可改善功率变换效率。

附图说明

图1是第一实施方式涉及的dc-dc转换器1的框图。

图2是第一实施方式涉及的dc-dc转换器1的电路图。

图3的(a)、图3的(b)、图3的(c)是图2所示的电路处于第一连接状态时的电路图。

图4是示出dc-dc转换器中的谐振电路的图。

图5是第一实施方式涉及的另一个dc-dc转换器的电路图。

图6是示出dc-dc转换器中的谐振频率、开关周期以及开关电流的关系的波形图。

图7是示出dc-dc转换器中的第一连接状态的期间以及第二连接状态的期间与开关电流的关系的波形图。

图8的(a)、图8的(b)、图8的(c)、图8的(d)、图8的(e)是示出dc-dc转换器中的第一连接状态的期间与第二连接状态的期间的关系的时序图。

图9是第二实施方式涉及的dc-dc转换器2的框图。

图10是第三实施方式涉及的dc-dc转换器3的框图。

具体实施方式

以下，参照图并列举几个具体的例子来示出用于实施本发明的多个方式。在各图中，对同一部位标注了同一附图标记。考虑到要点的说明或理解的容易性，方便起见，将实施方式分开示出，但是能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第二实施方式以后，省略关于与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。

《第一实施方式》

图1是dc-dc转换器1的框图。dc-dc转换器1具备电容性功率变换器10、lc电路20以及控制电路17。lc电路20由电感器l10和电容器c20构成。在本实施方式中，lc电路20与电容性功率变换器10的输出部连接。电容器c20相当于本发明中的“第二电容器”。

dc-dc转换器1将与第一端子101连接的输入电源的直流电压vin降压为直流电压vout并供给到负载rl。在dc-dc转换器1输入输入电流iin，并向负载rl输出输出电流iout。

图2是dc-dc转换器1的电路图的一个例子。电容性功率变换器10具备并联连接的第一电容性功率变换器11和第二电容性功率变换器12。第一电容性功率变换器11与第二电容性功率变换器12的结构相同。在第一电容性功率变换器11中，配置有多个第一电容器c10、c11、c12、c13以及多个开关元件s111、s112、s113、s114、s115、s116、s117。在第二电容性功率变换器12中，配置有多个第一电容器c10、c11、c12、c13以及多个开关元件s121、s122、s123、s124、s125、s126、s127。

电容性功率变换器10是将集成电路、芯片部件等器件安装于电路基板等而成的。电感器l10和电容器c20例如是分别安装于电路基板的单独的芯片部件。第一电容器c1、c11、c12、c13以及电容器c20例如是安装于电路基板的陶瓷电容器。在该结构中，容易通过大电容的陶瓷电容器来抑制安装面积。

控制电路17对第一电容性功率变换器11以及第二电容性功率变换器12进行交错控制。在图2所示的例子中，将开关元件s111、s114、s115、s116、s122、s123、s127为导通状态、且开关元件s112、s113、s117、s121、s124、s125、s126为断开状态时设为第一连接状态φ1。此外，将开关元件s111、s114、s115、s116、s122、s123、s127为断开状态、且开关元件s112、s113、s117、s121、s124、s125、s126为导通状态时设为第二连接状态φ2。

此外，还能够设置将开关元件全部设为断开状态而用于避免贯通电流等不希望的功率消耗的第三连接状态，并将该第三状态利用为从第一连接状态向第二连接状态过渡时的、或者从第二连接状态向第一连接状态过渡时的中间状态。在本实施方式中，为了简化说明，省略第三连接状态而进行说明。

图3的(a)是图2所示的电路处于第一连接状态φ1时的电路图。

图3的(b)是如下情况下的电路图，即，在图3的(a)所示的电路中，电源的阻抗高(具有不能忽略的某个值)，在将电容器c10、c11的电容分别用c10、c11表示时，不是c10＞＞c11。

图3的(c)是在图3的(a)所示的电路中电源的阻抗足够低的情况下的电路图。此外，图3的(c)也是电容器c10的电容充分大于电容器c11的电容的情况(c10＞＞c11的情况)下的电路图。也就是说，即使电源的阻抗为不能忽略的某个值，只要c10＞＞c11，则电容器c10也会使电源的阻抗实质上可忽略不计，因此可等效地用图3的(c)所示的电路来表示。

另外，在图3的(b)、图3的(c)中，各开关元件的导通电阻ron设为小到能够忽略的程度的值。

图4是对图3的(b)或图3的(c)所示的电路进一步进行了合成的电路图。如该图4所示，构成如下的lc谐振电路，即，通过电容性功率变换器10和lc电路20，在电感器l10的输入端配置合成电容器cin，并在电感器l10的输出端配置电容器cout。在该lc谐振电路流过谐振电流ih。

在电源的阻抗高且电容器c10的电容小(不是c10＞＞c11)的情况下，即，在能够等效地用图3的(b)表示的情况下，合成电容器cin的电容cin可由下式表示。

[数学式1]

此外，在是电源的阻抗足够低的理想的电源的情况下，或者，在虽然电源的阻抗为不能忽略的某个值但是c10＞＞c11的情况下，即，在能够用图3的(c)表示的情况下，合成电容器cin的电容cin可由下式表示。

[数学式2]

此外，图4所示的谐振电路的谐振频率fh可通过下式求出。

[数学式3]

另外，虽然考虑到理解的容易性，用独立的电路表示了第一电容性功率变换器11和第二电容性功率变换器12，但是并联连接的电容器(双重连接的电容器)能够由单个电容器构成。例如，电容器c10、c10或电容器c13、c13分别能够单一化。此外，关于开关也同样地，处于双重关系的开关能够共用化。由此，能够削减部件件数。

图5是dc-dc转换器1的电路图的一个例子，示出了即使不将电路完全设为双重结构，也能够进行交错动作。也就是说，第一电容器c10共用为输入电容器。第一电容器c13共用为输出电容器。开关元件s112、s114、s115、s117生成正负脉冲，因此通过重新考虑这些开关元件的连接顺序，从而能够进行共用。

图6是示出dc-dc转换器1中的谐振频率fh、开关周期t以及开关电流is的关系的波形图。在此，将第一连接状态φ1的期间t1和第二连接状态φ2的期间t2的合计值设为开关周期t。

开关频率fs是开关周期t的倒数。在不考虑使全部开关断开的空白时间(blanktime)等的情况下，成为t＝t1+t2，fs＝1/t成立。为了简化说明，在该条件下进行说明。图6中的开关电流is模拟了流过开关元件s111的电流波形。在此，将朝向输出的方向设为正。

在从电容性功率变换器10对电容性或电阻性的负载rl进行功率传输的情况下，由于谐振频率fh与开关频率fs相比非常高(fh＞＞fs)，且如图6所示，产生非常大的峰值电流，所以损耗变大。另一方面，若在第二端子201侧连接电感器l10，则出现电感性的性质，谐振频率fh变为略高于开关频率fs的状态(fh＞fs)，如图6所示，开关电流is产生向负极性振动的期间。此外，若增大电感器l10的电感，则谐振频率fh变得比开关频率fs低(fh＜fs)，如图6所示，开关电流is不产生负电流期间，以非常小的值推移。

电容性功率变换器的输出电流是流过各开关的合计电流，通过该合计电流的平均值来求出。关于图6中的三个条件，在dc-dc转换器的总输出电流全部为iout时，示出开关元件s111的电流的各波形的平均电流值成为iout的大致六分之一。因此，在图6中的电流波形振动为负的情况下，也就是说，在流过反向电流的情况下，在第一连接状态φ1的期间t1内，需要补充同等的正向电流。因此，流过开关的电流的绝对值增加，开关的热损耗也增加，其结果是，效率会下降。

根据本实施方式的电路结构，基于lc谐振现象的电流能够通过观测流过电感器的电流而有效地进行确认。将其波形的例子示于图7。在图7中，各波形的平均电流值与dc-dc转换器的输出电流相等。另一方面，根据谐振频率fh与开关频率fs的关系，与图6同样地，各波形分别具有不同的形状、波峰值。

关于作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th，特别是，在第一连接状态φ1的期间t1比作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半大的、成为t1＞th/2的条件下，存在电流向反方向流过的区间。在本结构中，由于作为功率传输而具备两个连接状态，所以需要满足第一连接状态φ1的期间t1比作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半小的、成为t1<th/2的条件。此外，需要满足第二连接状态φ2的期间t2比作为谐振频率fh的倒数的谐振周期th的一半小的、成为t2＜th/2的条件。另外，在死区时间等非连接状态下，并不限于此。

如上所述，在谐振频率fh比开关频率fs高的情况下，由于反向电流以及正向电流，通过开关元件的电流量增加，损耗增大。开关元件的热损耗pls是对将开关的导通电阻ron与流过开关元件的电流is的平方相乘的值进行时间积分而得到的。也就是说，并非单纯地通过滤波器等降低电流的峰值即可。由于设置了电感器，或者由于寄生电感，也可能产生损耗增大的情形。通过基于本实施方式涉及的谐振频率fh的估算而适当地控制开关元件的导通时间ton，从而能够提高功率变换效率。

因此，在本实施方式中，控制电路17成为如下结构，即，以由电容性功率变换器10的电容、lc电路20的电容以及电感决定的谐振频率fh以上的开关频率fs进行开关。换言之，以导通周期tn成为谐振周期th的一半的th/2以下的开关周期进行开关。在此，n是表示电容性功率变换器的连接状态的整数，在该例子中tn为t1或t2。

在开关频率fs比谐振频率fh低的情况下，伴随着流过反向电流，流过与其同等的正向电流，功率变换效率下降。在开关频率fs为谐振频率fh以上的情况下，不流过反向电流，可改善功率变换效率。如果这里也同样地置换为时间轴，则可以说，只要开关周期t比谐振周期th的一半短，就可以最大限度地改善效率。

图8的(a)、图8的(b)、图8的(c)、图8的(d)、图8的(e)是示出dc-dc转换器1中的第一连接状态φ1的期间与第二连接状态φ2的期间的关系的例子的时序图。图8的(a)是第一连接状态φ1的期间与第二连接状态φ2的期间相等、且开关周期t为第一连接状态φ1的期间与第二连接状态φ2的期间的合计值的例子。也就是说，开关的占空比为0.5。在该情况下，开关频率fs高于谐振频率fh。另一方面，也能够如图8的(b)、图8的(c)、图8的(d)所示，插入死区时间等空白时间，将导通占空比设为少于50％的值。在该情况下，如前所述，开关周期t比谐振周期th的一半短。

通过根据dc-dc转换器的负载条件使开关频率变动而改善效率的方法，在电感性开关调节器中一般都会用到。在本实施方式中，也能够通过例如在负载小的状态下降低开关频率，从而使开关驱动所需的损耗降低，使效率提高。在这样的情况下，将开关周期和谐振周期保持为上述的关系也很重要。

作为上述以外的方法，还有如下方法，即，像图8的(e)那样，通过使第一连接状态φ1的期间和第二连接状态φ2的期间分别增大，从而在使开关的占空比保持为0.5的状态下增大开关周期。该控制方法能够在开关频率fs与谐振频率fh的关系得以维持的范围内执行。

《第二实施方式》

图9是第二实施方式涉及的dc-dc转换器2的框图。在本实施方式中，lc电路20与电容性功率变换器10的输入部连接。dc-dc转换器2将与第二端子201连接的输入电源的直流电压vin升压为直流电压vout并供给到负载rl。在dc-dc转换器2输入输入电流iin，并向负载rl输出输出电流iout。

关于电容性功率变换器10，能够使用与图2所示的电路相同的电路。但是，使图2所示的电容性功率变换器10的输入与输出的关系相反而进行使用。

《第三实施方式》

图10是第三实施方式涉及的dc-dc转换器3的框图。在本实施方式中，在电容性功率变换器10的后级连接有电感性降压转换器30。lc电路20由电感性降压转换器30包含的电感器以及电容器构成。

电感性降压转换器30具有整流开关元件q11、换流开关元件q12、电感器l10、电容器c20、以及驱动器31。整流开关元件q11为p型mos-fet。换流开关元件q12为n型mos-fet。驱动器31使整流开关元件q11和换流开关元件q12交替地进行开关。另外，该降压转换器30也可以并联地连接多个并进行交错动作。

《其它实施方式》

虽然在图10中示出了在电容性功率变换器10的后级连接有电感性降压转换器30的例子，但是也可以在电容性功率变换器10的前级连接有电感性升压转换器。即，在图9所示的dc-dc转换器2中，将电感性升压转换器连接在电容性功率变换器10的前级。在该情况下，lc电路20也可以由电感性升压转换器包含的电感器以及电容器构成。

此外，虽然在各实施方式中说明了将两个迪克森型电路(dickson-typecircuit)并联连接并进行交错驱动的例子，但是能够使用单个串并联电荷泵电路。此外，除了单相、二相以外，还能够构成多相(multiphase)的电容性功率变换器。

在以上的各实施方式所示的dc-dc转换器中，从说明的简便性出发，对构成lc电路20的电感器以及电容器各配置有一个的例子进行了说明，但是也可以使用多个电感器以及多个电容器。此外，虽然对由安装有芯片部件的电路基板构成的电容性功率变换器10的例子进行了说明，但是也可以将构成电容性功率变换器10的电容器的一部分或全部内置于多层基板。

最后，上述的实施方式的说明在所有的方面均为例示，并不是限制性的。对本领域技术人员而言，能够适当地进行变形以及变更。例如，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。本发明的范围不是由上述的实施方式示出，而是由权利要求书示出。进而，本发明的范围意图包括与权利要求书等同的含义以及范围内的所有的变更。

附图标记说明

1、2、3：dc-dc转换器；

10：电容性功率变换器；

11：第一电容性功率变换器；

12：第二电容性功率变换器；

20：lc电路；

101：第一端子；

201：第二端子；

c10、c11、c12、c13：第一电容器；

c20：第二电容器；

l10：电感器；

s111、s112、s113、s114、s115、s116、s117、s121、s122、s123、s124、s125、s126、s127：开关元件。