电子开关和调光器的制作方法

本申请要求于2016年12月9日提交的发明名称为electronicswitchanddimmer(电子开关和调光器)的美国临时申请62/431926，以及于2016年10月28日提交的发明名称为highefficiencyactodcconverterandmethods(高效率ac到dc转换器和方法)的美国临时申请62/414467的优先权。这两项申请包括共同的发明人并且目前正在申请中。

关于联邦政府资助的研究或开发的声明

不适用

本发明涉及一种提供电子开关和调光控制的电源管理系统及方法。

背景技术：

在家庭和商业环境中，传统的对于交流(ac)电源的接入是通过连接到设备电气系统的机械插座来提供的。使用诸如保险丝和断路器的机电器件来保护这些插座免受过大的电气负载或潜在的危险接地故障。同样地，对于诸如照明和吊扇的常规的电气室内用具的控制通过使用机电开关来实现。这些基本的机械控制器件提供简单的开启-关闭控制，并且不可避免地磨损，并且随着时间的推移，可能导致短路或潜在危险的电弧。

典型地，通过诸如三端双向可控硅元件的电子器件来提供对于一般的电气用具的更加细微的控制，所述电子器件允许在逐周期的基础上中断ac干线波形，即所谓的相位控制。虽然效率显著的优于先于其的变阻器或自耦变压器，但是三端双向可控硅元件的效率仍然太低以至于无法有效地用在小型封闭外壳中用于控制大型电气负载，并且会诱导电气噪声进入设备电气系统。

因此，需要一种改进的电子控制系统，该系统可以为设备电气系统中的广泛应用提供范围更广的更加可靠且高效的控制选项。此外，需要一种控制系统，该系统可以通过使用半导体器件来实现，该半导体器件可以与用于可以以低成本制造的高级功率控制功能的其他电路集成。

技术实现要素：

本发明涉及一种在整个设备电气系统中控制ac电源的新方法，其范围从简单的插座开启-关闭(on-off)切换到施加的ac电源的连续变化，例如，用于电气照明的调光。更加具体地，本发明涉及在一个实施例中提供的ac干线波形的开启-关闭和相位控制两者的功能的结合。

一个实施例使用连接在ac干线电源和期望负载之间的具有非常低的“开启”电阻的功率mos场效应晶体管(mosfet)作为电子开关。由于典型的功率mosfet固有地包含与导电沟道并联的体二极管，因此将一对器件以具有共同源极端子的背对背布置的方式连接，以提供真正的双向(ac)开关配置。为了控制功率mosfet的开关动作，采用新型浮置控制电路，该浮置控制电路使用连接在漏极上的整流二极管以对栅-源偏置电压进行预充电，从而将两个器件均转为“开启”，并且使用将栅极端子短接至公共源端子的光耦合光电晶体管，以在被隔离的光源照射时迫使器件进入“关闭”状态。因此，除非被光控制信号迫使“关闭”，否则功率mosfet开关通常为“开启”。可以持续地施加光控制信号，用于传递到负载的功率的标称开启-关闭控制，或者其可以与ac干线波形同步以提供相位控制。用于光控制信号的集成控制电路能够提供优选用于切换无功负载的前沿相位控制，或优选用于诸如led的非线性负载的后沿相位控制。具体示例不旨在将本发明构思限制于示例性应用。从附图和详细描述中，本发明的其他方面和优点将显而易见。

附图说明

图1为基本的功率mosfet双向开关单元的示意图。

图2为使用光电偏置的现有技术双向开关的示意图。

图3为改进的双向开关的基本元件的示意图。

图4为改进的双向开关的实施例的示意图。

图5为图3的实施例的示意图，其使用两个开关元件来减小开关“开启”总电阻并增加开关“关闭”总电阻。

图6为与图3的实施例相似的实施例的示意图，但是在ac电源的两个臂中具有开关元件。

图7为图5的实施例的示意图，其使用四个开关元件以进一步减小开关“开启”总电阻并增加开关“关闭”总电阻。

具体实施方式

图1为示出控制从ac源101传递至负载108的功率的基本功率mosfet双向开关的示意图。功率mosfet102和103分别包括体二极管104和105。开关106控制施加到功率mosfet102和103上的栅极-源极偏置电压。在“开启”位置，偏置电压107被施加到功率mosfet的栅极端子。电压107为大于功率mosfet的阈值电压(典型地5到10伏)的电压，导致形成反型层，从而生成从每个器件的漏极延伸到源极的导电沟道。在该“开启”状态，每个功率mosfet的漏极-源极的特性可以建模为低值电阻器rds。只要漏极和源极之间的电压压降保持低于大约0.6伏，体二极管就保持非导通，并且可以被忽略。在“开启”状态下，图1的电路等效于负载108通过具有2rds值的串联电阻器连接到ac源101。

在开关106的“关闭”位置，功率mosfet的栅极端子短接到源极端子，并且只要漏极-源极电压保持低于体二极管的击穿电压，漏极-源极导电沟道就会消失。在“关闭”状态下，图1的电路等效于负载108通过背对背的体二极管104和105连接到ac源101，这有效地从源101断开了负载108。

在“关闭”状态下，对于功率mosfet的漏极-源极电压保持低于体二极管的击穿电压vbr的要求，体二极管的击穿电压需要超过ac源101的峰值电压。因此，例如，假设源101对应于一般的120伏(有效值)的ac干线，则每个体二极管的击穿电压必须超过170伏的峰值源电压。

对于功率mosfet结构的更加详细的分析示出体二极管实际上是与mosfet沟道并联连接的双极晶体管的基极-集电极结。附加的寄生元件包括基极-集电极结的电容和基极与发射极之间的寄生电阻。该ac-耦合电路限制了漏极-源极电压的变化率dvds/dt，以避免基极-发射极结的正向偏置，从而导致双极晶体管导通，而mosfet沟道“关闭”。虽然产生的漏电流可能不足以激励负载108，但它可能足够大以引起额外的效率或安全考量。

同样地，对于在“开启”状态下的限制的考虑，要求每个功率mosfet的由rds*iload给出的漏极-源极的压降小于大约0.6伏。潜在的更加重要的是在“开启”状态下由rds*iload²给出的每个功率mosfet中消耗的功率，该功率必须保持小于几瓦以避免过于升高的温度。因此，例如，从具有典型的20安培的限制的120伏的ac干线中对普通的家用电路进行开关切换，要求每个功率mosfet的rds小于0.005欧姆(5毫欧姆)。

在本领域中众所周知的是，通过改变器件中的结构和掺杂水平，可以有利地将体二极管的击穿电压针对rds的值进行折衷。尤其是，已经示出rds的值与vbr^2.5成比例。因此，例如，将vbr减半会导致rds减小5.7倍。图1的电路示出包括开关106和电压源107的概念偏置开关电路以背对背的功率mosfet102和103的公共源端子电气地浮置，其在源101的整个峰到峰的范围内变化。在概念上虽然简单，但是在现实中该电路可能难以以低成本实现。

图2示出控制电路的现有技术方法的示意图。

图1中的电压源106被光伏二极管堆201代替，当被发光二极管(led)206照射时，该光伏二极管堆201提供所需的栅极-源极偏置电压，该led由分离的低压电源203供电并且通过限流电阻器205被开关204控制。假设元件203至206在二极管堆201的光学邻近范围内。当将led206切换为关闭时，跨过二极管堆201上的电压通过电阻器202泄露，并且功率mosfet进入“关闭”状态。

尽管图2的电路只用于简单的开启-关闭切换的应用，但是与通过偏置电路对功率mosfet的栅极-源极电容进行充电及放电相关的时间常数通常太大，以至于无法在50/60hz的ac干线中产生相位控制。

图3为示出改进的开关电路的基本元件的示意图。尽管功率mosfet是在以下描述中说明的优选实施例开关器件，但是对于本领域技术人员而言，在改进的电路中可以有利地采用其他类型的场效应晶体管是显而易见的。如图1所示，电压107用于将功率mosfet102和103偏置到其“开启”状态。与图1中的电路工作相反，只要开关106保持打开，功率mosfet即为“开启”。当开关106闭合时，由于功率mosfet的栅极和源极短接在一起，并且电压107跨电阻器300而下降，因此功率mosfet被迫使进入其“关闭”状态。

图4为示出本发明电路的实施例的示意图。

图1中的电压源106被开关单元400取代，该开关单元具有齐纳二极管402，该齐纳二极管具有大于功率mosfet的阈值电压的齐纳电压。齐纳二极管402通过连接在功率mosfet的漏极端子处并且分别受到限流电阻器403和405保护的整流二极管404和406被偏置。因此，在不存在照明的情况下，当任一漏极端子超过齐纳电压时，电阻器-二极管支路403-404和405-406为齐纳二极管402提供偏置，并将功率mosfet102和103置于“开启”状态。当被led206照射时，光电晶体管401使偏置电流从支路403-404和405-406分流到功率mosfet的源极端子，将其置于“关闭”状态。在该电路中，开启时间常数取决于限流电阻器403和405以及功率mosfet的栅极-源极电容的值，而关闭时间常数取决于光电晶体管401在led206提供的照度水平下的饱和电流。这两种时间常数均可以被设计为远短于ac干线的周期，从而允许该实施例在开启-关闭和相位控制模式两种模式下工作。

图5为图4的实施例的示意图，其使用两个开关单元400来改进电路的性能。在该实施例中，假设所选的功率mosfet具有图4中使用的单元的一半的击穿电压。因此，如上所述，可以预期单个开关单元的开启电阻减小5.7倍，并且两个串联连接的开关单元的开启总电阻相对于图4中的电路减小2.8倍。此外，在“关闭”状态下，跨每个开关单元的电压压降减半，从而将每个单元所经历的dvds/dt减小了2倍，从而减小了“关闭”状态的漏电流。

图5还包括用于控制led206的照明的电子开关电路。来自电压源203经过led206的电流受到电阻器205的限制，并且被晶体管500控制。晶体管500由施加到控制端子501的外部控制电压所控制。这允许led通过外部控制电路(未示出)与ac干线波形同步地快速切换，以提供施加的ac波形的相位控制，如在调光器应用中使用的那样。在另一个实施例中，控制信号为与ac干线波形同步的一系列脉冲，并且具有可调整的脉冲宽度，以有效地控制传递到负载的平均电流/功率，从而为光源负载提供调光效果，并且为ac马达负载提供速度控制。在另一个实施例中，控制信号为具有不依赖于ac干线波形的固定或可变频率的一系列脉冲，从而在负载端子产生无线电频率(rf)功率波形，以用作无线充电器/发生器。在另一个实施例中，控制信号为可变的dc电压，其允许led的可变照明，从而允许mosfet以线性模式工作。

图6为与图5的实施例相似的实施例的示意图，但是具有置于ac电源的每个臂中的单独开关单元400。发明人发现该电路配置进一步改进了开关器件的关闭特征，并进一步减小了漏电流。

图7为图6的实施例的示意图，其在ac电源的每个臂中使用两个开关单元400，以进一步改进电路的性能。在该实施例中，假设所选的功率mosfet具有图3中使用的单元的四分之一的击穿电压。因此，如上所述，可以预期单个开关单元的开启电阻减小32倍，并且两个串联连接的开关单元的开启总电阻相对于图4中的电路减小8倍。此外，在“关闭”状态下，跨每个开关单元的电压压降为四分之一，从而将每个单元所经历的dvds/dt减小了4倍，从而相对于图4中的电路减小了“关闭”状态下的漏电流。如上所述，发明人发现该电路配置进一步改进了开关器件的关闭特征，并进一步减小了漏电流。

现有技术mosfet开关的已知问题是mosfet的寄生效应。在某些情况下，寄生效应导致无法完成对负载的关断电源。图8至图13示出了如已经描述的电子开关的改进，以通过补偿或消除来克服寄生效应的影响。改进包括对系统架构的改变以及对开关本身内部部件的改变。图8为示出基本功率mosfet双向开关的示意图，该基本功率mosfet双向开关控制从ac源801传递到负载806的功率。功率mosfet802和803分别包括体二极管804和805。齐纳二极管811展现出大于功率mosfet802和803的阈值电压vt的齐纳电压。齐纳二极管811通过连接在功率mosfet的漏极端子处并且分别受到限流电阻器807和809保护的整流二极管808和810被偏置。因此，在开关812打开的情况下，当任一漏极端子超过齐纳电压时，电阻器-二极管支路807-808和809-810为齐纳二极管811提供偏置，从而将功率mosfet802和803置于“开启”状态。在闭合的情况下，开关812使偏置电流从支路807-808和809-810分流到功率mosfet的源极端子，将其置于“关闭”状态。在该电路中，开启时间常数取决于限流电阻器807和809以及功率mosfet的栅极-源极电容的值，而关闭时间常数取决于mosfet电容和开关812的开启电阻。这两种时间常数均可以被设计为远短于ac干线的周期，从而允许该实施例在开启-关闭和相位控制模式两种模式下工作。然而，实际上，齐纳二极管811永远不会达到其齐纳电压，并且mosfet802和803的栅极-源极电压也很少会超过阈值电压vt。因此，mosfet802或803均不会完全“开启”，导致在单元中的过多的功率消耗，并且提供给负载806的电流减小。图9示出当电压源801处于ac干线波形的正半周期时的图8的有效部件。当开关801打开以允许mosfet802进入其“开启”状态时，mosfet802的栅极电压开始跟随源极801的正偏移，而源极电压为0伏。当栅极电压达到mosfet802的阈值电压时，电流开始流向负载806，并且mosfet803的体二极管805正向偏置。然后，mosfet802的源极电压“跟随”栅极电压升高，落后其的值为阈值电压加上额外的偏置，以造成提供给负载的电流。该状态被保持，直到电压源801的波形变为负。

因此，与器件的漏极-源极电阻无关地，mosfet802的漏极-源极电压永远不会降低至低于其阈值电压，并且开关中消耗的功率为id*vt。如果可以将栅极电压升高至远超过阈值电压，则消耗的功率由id²*rds给出，其中rds为开关的“开启”电阻。该值可能远小于id*vt。

图10示出允许栅极电压升高的图9中示出的半开关的示意图。该图与图9的电路不同，其用2-极开关1001替代了开关812，这允许mosfet802的栅极任意连接到其源极或连接到偏置电路807-808。偏置电路还包括与齐纳二极管811并联连接的电容器1003。开关1001由开关控制电路1002控制，该开关控制电路1002将开关1001保持在或者位置1或者位置2，位置1对应于mosfet802被设置在“关闭”状态，在位置2开关1001将栅极连接到偏置电路。开关控制电路1002被设计为将开关1001保持在位置1，直到ac源801波形超过预设的触发水平vtrig，此时该电路将1001切换至位置2。因此，开关1001和开关控制电路1002将mosfet802保持在其“关闭”状态，直到ac电压波形达到触发水平vtrig，该触发水平允许偏置电路充电至vtrig，而mosfet802的源极保持为0伏。当开关1001改变状态时，偏置电压vtrig被施加到栅极，该值可能远大于阈值电压vt。mosfet802的源极开始朝向vtrig-vt充电，并且该电压阶跃的一部分通过电容器1003耦合到栅极。这会增加栅极偏置使其远超过vtrig，以致其超过ac源801电压值。因此，mosfet802达到漏极-源极电压几乎为0，而栅极-源极电压大于vtrig的状态。在该状态下，mosfet802展现出其最小的沟道电阻rds，并且跨负载806出现最大电压。

图11说明了完全双向开关配置的图10的电路的实施例。开关1001被一对电子控制开关1101和1102替代，该电子控制开关由具有输出1104和1105的扩展开关控制电路1103控制，该输出1104和1105分别驱动1101和1102。在优选的实施例中，开关1101和1102为光学晶体管。如图10所示，扩充的开关控制电路1103的特征在于触发水平vtrig，如果ac干线源电压水平的绝对值小于vtrig，则该触发水平通过输出1104来提供光激励，否则通过输出1105来提供光激励。对开关控制进行编程，以使光学驱动信号1104、1105不重叠，从而提供“先断后合”的开关特性，并且避免过早地使电容器1003放电。

开关控制的时间常数允许光学驱动信号通过外部控制线路(未示出)与ac干线波形同步地快速切换，以提供施加的ac波形的相位控制，如在调光器应用中使用的那样。在另一个实施例中，控制信号为与ac干线波形同步的一系列脉冲，并且具有可调整的脉冲宽度，以有效地控制传递到负载的平均电流/功率，从而为光源负载提供调光效果，并且为ac马达负载提供速度控制。在另一个实施例中，控制信号为具有不依赖于ac干线波形的固定或可变频率的一系列脉冲，从而在负载端子产生无线电频率(rf)功率波形，以用作无线充电器/发生器。在另一个实施例中，控制信号为可变的dc电压，其允许led的可变照明，从而允许mosfet以线性模式工作。在优选的实施例中，开关控制电路从控制信号源接收控制信号，并且开关控制电路光学驱动信号为与ac电源同步的脉冲，以为负载提供ac电源的相位控制。在另一个实施例中，光学驱动信号为与ac干线波形同步的一系列脉冲，并且具有可调整的脉冲宽度，以有效地控制传递到负载的平均电流/功率，从而为光源负载提供调光效果，并且为ac马达负载提供速度控制。

在图12中示出的另一个实施例中，图11的双向开关进一步包括可以旁路mosfet802、803的本征二极管804、805的旁路二极管1201、1202。其他所有部件均为一致的编号，并且如前面的图8至图11中所述。

在图13中示出的另一个实施例中，开关控制1103的电源是由低压ac到dc转换器1301提供的。该ac到dc转换器继而由电流传感器1302控制，以致如果在由mosfet802、803构成的双向开关中没有感测到电流，则ac到dc转换器进而开关控制将被关闭。其他所有部件均为一致的编号，并且如前面的图8至图12中所述。综上，固态双向开关包括：第一和第二串联连接的电子开关器件802、803，每个开关器件均具有漏极端子、源极端子以及栅极端子，并且所述电子开关器件的特征在于栅极端子和源极端子之间指定的阈值电压，其中，第一开关器件的漏极端子包括固态双向开关的输入端子1306，并且第二开关器件的漏极端子包括固态双向开关的输出端子1307，第一和第二开关器件的源极端子在第一控制端子1303处相互连接，并且第一和第二开关器件的栅极端子在第二控制端子1304处相互连接，以及，第一控制开关1101，其连接在第一控制端子和第二控制端子之间，以及，偏置端子1305，其通过第二控制开关1102连接到第二控制端子，以及，电压调节器器件811，其连接在偏置端子和第一控制端子之间，以及，电容器1003，其与电压调节器器件并联连接，以及，第一整流器器件808，其从开关电路的输入端子通过第一限流电阻器807连接到偏置端子，以及，第二整流器器件810，其从开关电路的输出端子通过第二限流电阻器809连接到偏置端子，以及，开关控制电路1103，其控制第一控制开关以及第二控制开关，以致当第二控制开关打开时第一控制开关闭合，并且反之亦然。

在图14中示出的另一个实施例中，如上所述，双向开关1403至1405位于源1401和负载1402之间，并且包含于线路1403和返回线路1404以及旁路负载1402的双向开关1405。当开关1403打开时开关1405闭合。

ac到dc转换器

在一个实施例中，如本领域所知，图13的ac到dc转换器1301由整流器构成，该整流器由二极管阵列和降压变压器构成。在优选的实施例中，不使用整流器或变压器的ac到dc转换器由如图15和16中所述的元件构成。

通常，不需要整流器的ac到dc转换器由图15中示出的元件及这些元件隐含的方法构成。非限制性的电路元件的具体示例在图16中示出。参考图15，ac源1501连接到涌流保护元件1502。在一个实施例中，涌流元件由ac电源的线路和中性线中的电阻器元件构成。在另一个需要更高的功率和效率的实施例中，涌流保护包括开关元件，该开关元件在启动时提供高电阻，并在稳态工作时将电阻器元件从电路切换出来。在涌流保护之后，使用采样元件1503对ac源进行采样。在一个实施例中，采样元件1503包括配置到分压器网络中的电阻器。在另一个实施例中，采样元件包括基准电压源和比较器。在另一个实施例中，采样元件可以手动地调节。在另一个实施例中，采样元件可以自动地调节。采样的电压用于对开关驱动元件1504供电。在优选实施例中，开关驱动元件1504从存储元件1506接收反馈电压信号1509，并且基于该电压信号控制施加到控制开关和钳位元件1505中的开关元件的栅极的电压，从而打开和闭合控制开关1506，以对存储元件1506以及最终负载1508供电。在移除反馈1509的一个实施例中，ac到dc转换器为前馈转换器，其从前端1503、1504及1505来控制存储元件1506的充电。增加反馈控制1509为进行前馈控制和反馈控制两者提供了方法。在一个实施例中，前馈控制和反馈控制的平衡是通过电压采样元件1503以及反馈线路1509中的部件的选择来确定的。在一个实施例中，前馈控制和反馈控制的平衡是通过采样元件1503以及反馈1509中的电阻器元件来确定的。在另一个实施例中，使用可变元件使得前馈控制和反馈控制可调节。在一个优选的实施例中，开关驱动器由分压器和开关构成。由开关驱动器1504控制的开关和钳位元件1505以固定的最大电流向存储元件1506提供脉冲功率。在优选的实施例中，开关和钳位元件由n-mosfet和将源极连接到栅极的齐纳二极管构成，该开关和钳位元件将峰值电压进而峰值电流限制/钳位于预选的峰值电压值。在一个实施例中，预选的限制电压是通过齐纳二极管的齐纳电压值来确定的，该齐纳二极管桥接开关1505的n-mosfet部件的栅极到源极。由预选的峰值电流脉冲构成的开关和钳位元件的功率被提供给存储元件1506。在一个实施例中，电压调节器由用作能量存储元件的电容器和二极管构成。电容器上的电荷经由分压器电路反馈到开关驱动器1504，从而保持电容器上恒定的电荷。来自存储元件的输出经由电压调节器1507馈送到负载1508。在另一个实施例中，ac到dc转换器进一步包括使得能够从负载1508进行反馈的元件1511。在优选的实施例中，反馈电路1511还包括控制元件1504和负载1508之间的电流隔离。

图16示出ac到dc转换器的优选实施例。元件1601至1608分别对应于图15的元件1501至1508。ac源连接到涌流保护电路1601，在该优选实施例中，该电路由电阻器r1和r2构成。在另一个实施例中(未示出)，涌流保护包括多个开关，以致电流在启动时流过电阻器r1和r2，而在达到稳态工作时旁路所述电阻器。在另一个实施例中，涌流控制使用电感器，换句话说，元件r1和r2被电感器l1和l2取代。涌流保护的输出流向开关和钳位电路1605的开关q2，以及电压采样元件1603。电压采样元件1603由对ac输入进行采样的电阻器r3、r4、r5以及从存储电容器c1提供反馈电压的电阻器r8构成。选择r3、r4、r5及r8的值使得开关驱动器元件1304中开关q1的栅极的电压打开或关闭开关q1，从而同步地关闭或打开开关q2，从而从开关q2向电荷存储元件c1提供预选的定时的输出脉冲。电阻器r8提供关于电容器c1上的电荷的反馈路径，从而向电压采样电路1603进而向控制电路1604提供输出电压。开关和钳位元件1605由开关q2、齐纳二极管d1以及电阻器r7构成。由开关驱动器线路1604控制开关q2。开关q2的峰值输出电流被钳位到基于所选的二极管d1的齐纳电压的预选值。开关q2的脉冲输出连接到电压调节器1606，该电压调节器经由r8反馈到电压采样电路1603，并且开关驱动器1604使电容器c1保持恒定的电荷。控制元件开关q1进而供电开关q2与ac输入同步地被激活为或者打开或者闭合的状态。ac到dc转换器提供在进入的ac源的频率下的脉冲调制的低电压输出。开关在部件q1和q2的阈值内的、接近ac源过零点的电压下被激活为或者打开或者闭合的状态。然后输出流向电压调节器1607，然后流向负载1608。电压调节器1607包括开关q3、齐纳二极管d3、电阻器r9以及电容器c2。电路部件d3、q3、r9的功能为电压调节器，分别与在图1中已经所述的电路元件105、104、106相同。电容器c2提供存储能力，以缓冲并从而平滑ac到dc转换器到负载1608的输出。

在图15和图16的优选实施例中，ac到dc转换器由涌流保护元件1502、电压采样器1503、开关驱动器1504、开关和钳位1505、存储元件1506以及电压调节器1507构成。电压采样器1503中的部件的选择确定开关驱动器1504的定时。

开关和钳位中的元件的选择确定输出脉冲的峰值电压和电流。通过对峰值电流和脉冲定时两者的选择来控制功率输出。通过电压采样器的来自存储元件的反馈用来选择脉冲定时。ac到dc转换器与ac源同步地运行。

图15和图16的优选实施例通常包括连接到电源1501的分压器1503，以及第一开关1504，其通过其输入连接到分压器，以及第二开关1505，其输入连接到第一开关的输出，以及存储电容器c1，其通过二极管连接到第二开关的输出，以及感测电阻器1509，其连接在存储电容器和分压器之间，从而提供ac直接到dc提取转换系统的反馈控制，以及齐纳二极管d1，其连接在第二开关的输入和输出之间，从而将第二开关的输出和输入的电压钳位于齐纳二极管的齐纳电压，以及电子负载1508，该负载连接到存储电容器c1。开关1504、1505可以是任意电子驱动的开关。在一个实施例中，开关为n-mosfet。在另一个实施例中，开关为双极晶体管，并且在另一个实施例中，开关为微机电开关。

总结

描述了一种用于控制从ac源到负载的功率的双向开关。该方法使用双向开关子电路配置中的功率mosfet，所述双向开关子电路配置具有光耦合的、电气浮置控制电路，该电气浮置控制电路将开关自偏置至“开启”状态，并且使用光耦合控制元件来迫使开关进入“关闭”状态。控制电路的时间常数足够快，得以进行相位控制以及开启-关闭(on-off)控制。包括升压电路以确保控制电压超过mosfet的阈值电压，以迫使进入关闭状态。可以容易地级联多个子电路以提供改进的性能。