功率发射器以及用于无线地传输功率的方法与流程

本发明涉及感应功率传输，并且具体地但是并非排他地涉及一种使用与用于无线功率传输系统的qi规范相兼容的元件来提供感应功率传输的功率发射器。

背景技术：

大多数现代系统要求专用的电气接头以便从外部电源供电。然而，这倾向于是不实际的并且要求用户物理地插入连接器或者以其他方式建立物理电气接触。通常，功率需求也显著不同，并且目前大多数设备被提供有其自身的专用电源，导致典型的用户具有每个电源专用于特定设备的大量不同的电源。尽管内部电池的使用可以避免对于在使用期间与电源的有线连接的需要，但是这仅仅提供了部分解决方案，因为电池将需要再充电(或替换)。电池的使用还可能显著增加重量以及潜在地增加设备的成本和尺寸。

为了提供显著改善的用户体验，已经提出了使用无线电源，其中，功率被从功率发射器设备中的发射器线圈感应地传输到个体设备中的接收器线圈。

经由磁感应的功率传输是众所周知的概念，大多数被应用在具有初级发射器线圈与次级接收器线圈之间的紧密耦合的变压器中。通过将两个设备之间的初级发射器线圈与次级接收器线圈分离，基于松散耦合的变压器的原理，在这些设备之间的无线功率传输变得可能。

这样的布置允许在不要求进行任何有线或物理电气连接的情况下对设备进行无线功率传输。实际上，其可以简单地允许设备被放置在发射器线圈的附近或顶部以便在外部进行再充电或供电。例如，功率发射器设备可以被布置有水平面，设备可以被简单地放置在所述水平面上以便进行供电。

此外，这样的无线功率传输布置可以被有利地设计为使得功率发射器设备能够与一系列功率接收器设备一起使用。具体地，被称为qi规范的无线功率传输方法已经被定义并且目前正在进一步开发。该方法允许满足qi规范的功率发射器设备与也满足qi规范的功率接收器设备一起使用，而无需这些设备必须来自相同的制造商或者必须彼此专用。qi标准还包括用于允许操作适于特定功率接收器设备(例如，取决于特定功率消耗)的某项功能。

qi规范是由无线充电联盟开发的并且可以例如在其网站找到更多信息：http://www.wirelesspowerconsortium.com/index.html，其中，具体地，能够找到所定义的规范文档。

通常，功率发射器的发射器线圈由逆变器形式的输出电路来驱动，其将典型的dc电源转换为适合于生成感应无线功率传输信号的ac信号。逆变器电路通常基于半桥拓扑或全桥拓扑，在图1-4中示出了其范例。可以例如在qi规范v.1.2中找到另外的信息。

在图1-4中，功率接收器由包括与将串联谐振电路耦合到负载rl的开关s1串联的串联谐振电路l3、c3的简化电路来表示。

在范例中，图1图示了基于串联谐振半桥逆变器的发射器，图2图示了基于串联谐振全桥逆变器的发射器，图3图示了基于并联谐振半桥逆变器的发射器，并且图4图示了基于并联谐振全桥逆变器的发射器。

半桥拓扑和全桥拓扑的优点在于：其具有低的复杂度，还提供通过调节占空比和驱动频率两者来控制功率水平的能力。此外，所使用的场效应晶体管(fet)的额定电压能够限于最大供电电压udc(具有适合的裕度)。

针对发射器线圈与接收器线圈之间的较低的耦合，发射器线圈中的线圈电流必须增大以实现从发射器到接收器的相同功率传输。这能够利用较高的干线电压或者通过向储能电路的谐振频率(fres)移动驱动/操作频率(fop)来实现。当发射器线圈与接收器线圈之间的耦合是低的并且发射器具有有限的干线电压时，发射器必须利用非常接近谐振频率的驱动频率来操作。实际上，当频率相同fop＝fres时，实现了最大电流。然而，利用接近谐振频率的驱动频率来操作具有许多缺点，包括：

其可能降低从功率接收器到功率发射器的负载调制。在诸如qi的系统中，对功率传输信号的负载调制被用于将消息从接收器传送到发射器。然而，如果驱动频率接近谐振频率，则发生等于差的拍频，其常常将干扰解调。如果频率中的差接近于通信的符号速率，则这是尤其有问题的。实际上，在这样的场景中，拍信号不能够通过对负载调制信号的滤波来移除。

谐振频率可以由于接收器对于发射器的接近度而改变；例如，如果接收器线圈向发射器线圈移动，则发射器线圈的电感值增加并且因此谐振频率将是较低的。当驱动频率接近谐振频率时，这能够导致发射器线圈电流的显著改变。发射器然后需要调整驱动频率和/或供电电压和/或占空比以补偿该效应。然而，由于电流的改变可能是大的，因而可能要求急剧改变并且这可能难以准确地实现。

其可以使从功率发射器到功率接收器的通信劣化或复杂。具体地，如果功率发射器使用对功率传输信号的频率调制来将其传送到功率接收器，则当驱动频率和谐振频率接近于彼此时，这可能导致显著的功率水平改变。因此，可能经历大的频率到幅度调制转换。

上文所描述的拓扑也具有一些其他固有缺点，包括：

桥节点(u_leg、u_left_leg、u_leg_right)上的电压以及发射器线圈上的电压u_l1展现出相对高的变化率dv/dt，这影响完整无线功率系统的emi(电磁干扰)性能。过电压状态可能在功率接收器处发生。例如，在图1-4中，如果由rl表示的功率接收器的负载通过开关s1与谐振功率接收器网络l3-c3断开连接(例如，在启动期间)，则过电压可能在s1的端子处发生。当将负载与逆变器断开连接时，减少了谐振功率发射器网络l1&c1的阻尼，这导致跨l1的电压(u_l1)的增加。此外，由于l1与l3之间的耦合，因而这可能导致在接收器侧的过电压状况。实际上，控制回路花费数毫秒将该电压电平减小回到标称值。同时，电子开关s1以及甚至开关后面的电子电路可能被过电压损坏。

因此，用于驱动功率发射器的发射器线圈的当前方法倾向于是次优的并且具有相关联的缺点。

因此，经改善的方法将是有利的。具体地，允许经改善的操作、经改善的功率传输、增加的灵活性、促进的实施方案、促进的操作、经改善的通信、减少的通信误差、过电压的减少的风险、经改善的操作条件、减少的emi和/或经改善的性能的方法将是有利的。

技术实现要素：

因此，本发明试图优选单独地或者以任何组合来减轻、缓解或者消除上文所提到的缺点中的一个或多个缺点。

根据本发明的一方面，提供了一种用于无线功率传输系统的功率发射器，所述无线功率传输系统包括功率接收器，所述功率接收器用于经由无线感应功率传输信号从所述功率发射器接收功率传输；所述功率发射器包括：并联谐振电路，其至少包括电容性阻抗和电感性阻抗，所述电感性阻抗包括用于生成所述功率传输信号的发射器线圈；电源，其具有灌电流(currentsink)端子以及用于向所述并联谐振电路提供电流的至少一个拉电流(powersourcecurrent)端子，所述电源被布置为限制从所述拉电流端子汲取的电流的变化率；第一开关元件，其具有被耦合到所述并联谐振电路的第一端部的第一端子以及被耦合到所述灌电流端子的第二端子；第二开关元件，其具有被耦合到所述并联谐振电路的第二端部的第一端子以及被耦合到所述灌电流端子的第二端子；驱动器，其用于生成所述第一开关元件和所述第二开关元件的至少一个周期性驱动信号；所述驱动器被布置为生成所述至少一个周期性驱动信号，使得每个周期包括：其中所述第一开关元件被闭合并且所述第二开关元件被打开的第一时间间隔、其中所述第一开关元件被打开并且所述第二开关元件被闭合的第二时间间隔；以及其中所述第一开关元件和所述第二开关元件两者都被闭合的第三时间间隔，所述第三时间间隔处在所述第一时间间隔与所述第二时间间隔之间。

本发明可以提供无线功率传输系统中的经改善的性能。在许多实施例中，其可以减轻从常规功率发射器输出电路(诸如全桥逆变器或半桥逆变器)已知的缺点。

所述方案可以提供在驱动电路中具有降低的峰值电压的系统。其在许多场景中还可以提供减小的电压速率变化，由此提供经改善的emi性能。

所述方案可以提供对于操作状况的变化的经改善的调整。其可以提供用于控制所述输出电路的有效谐振频率的经改善和/或促进的方法，并且特别是可以提供有效谐振频率与周期性驱动信号的经改善的对齐。在许多实施例中，可以对其中所述第一开关元件和所述第二开关元件两者都被闭合的时间间隔的持续时间进行调整(常常是自动地)，使得所述并联谐振电路的有效谐振与所述驱动信号的有效谐振相匹配。实际上，在许多实施例中，所述持续时间可以自动地使得所述驱动频率和所述有效谐振频率将固有地是相同的。

所述方案常常可以对于操作状况(并且特别是所述发射器线圈的状况)的改变提供非常高效并且非常快速的调整。例如，可以实现对由所述功率接收器的加载(loading)或者所述功率接收器与功率发射器之间的耦合的改变的快速调整。这可以提供显著改善的性能并且可以特别地减轻和/或降低在所述功率接收器处发生过电压状况的风险。

在许多实施例和场景中，所述方案可以在使用对所述功率传输信号的频率调制从所述功率发射器将其传送到所述功率接收器时减少例如频率调制到幅度调制的转换。在许多实施例和场景中，其还可以改善并且促进从所述功率接收器到所述功率发射器的负载调制通信。

每个开关元件可以被布置为响应于周期性驱动信号而切换状态(从打开到闭合和/或从闭合到打开)。在许多实施例中，多个驱动信号可以与针对每个开关元件的一个驱动信号一起使用。在这样的情况下，所述驱动信号可以是具有相同频率的周期性驱动信号，并且特别可以是相同的，但是具有时间偏移。所述周期性驱动信号可以通常是周期性的。

所述变化率可以通过被给出作为所述拉电流端子的电压的函数来进行限制。具体地，所述电流的变化率可以是所述电压的单调递减函数。

开关元件的电阻当开关元件被打开比被闭合时更高。针对开关元件的打开状态可以是非导通状态并且闭合状态可以是导通状态。

在许多实施例中，所述第三时间间隔的持续时间可以超过所述周期性驱动信号的占空比持续时间的0.5％、1％、2％、3％、5％或10％。在许多实施例中，所述第三时间间隔的持续时间可以超过所述第一时间间隔和所述第二时间间隔中的至少一个时间间隔的持续时间的0.5％、1％、2％、3％、5％或10％。

根据本发明的任选特征，所述发射器线圈具有中心抽头，并且所述至少一个拉电流端子被耦合到所述中心抽头。

在许多实施例中，这可以提供有利的实施方案。具体地，其可以降低复杂度和/或允许较低部件成本，同时仍然提供至少大多数的有利效果。在许多实施例中，其例如可以要求仅单个功率提供部(即，仅单个端子)。从所述电源被提供到所述并联谐振电路的功率可以(仅)被提供到所述中心抽头。

所述电源可以包括第一电感器，所述第一电感器被耦合到所述拉电流端子。所述电感器可以在所述拉电流端子与恒定电压源之间耦合/连接。

根据本发明的任选特征，所述电源包括第一拉电流端子和第二拉电流端子，所述第一拉电流端子被耦合到所述并联谐振电路的所述第一端部，所述第二拉电流端子被耦合到所述并联谐振电路的所述第二端部；并且所述电源被布置为个体地限制从所述第一拉电流端子和所述第二拉电流端子中汲取的电流。

在许多实施例中，这可以提供有利的实施方案。具体地，其可以降低复杂度，同时仍然提供至少大多数的有利效果。其可以避免所述发射器线圈的中心抽头的必要性。从所述电源被提供到所述并联谐振电路的功率可以(仅)被提供到所述并联谐振电路的两个端部。

根据本发明的任选特征，所述电源包括被耦合到所述第一拉电流端子的第一电感器以及被耦合到所述第二拉电流端子的第二电感器。

这可以提供具有适合的电流(变化率)控制的高效并且有利的实施方案。

所述第一电感器可以在所述第一拉电流端子与恒定电压源之间耦合/连接。所述第二电感器可以在所述第二拉电流端子与恒定电压源之间耦合/连接。

所述电源可以被布置为：通过所述第一电感器(并且仅通过其)提供从所述第一拉电流端子提取的电流，并且通过所述第二电感器(并且仅通过其)提供从所述第二电源提取的电流。

根据本发明的任选特征，所述周期性驱动信号的周期的周期持续时间超过与对应于所述电容性阻抗和电感性阻抗的谐振频率相针对的谐振周期时间不少于5％。

在许多实施例中，这可以提供有利的操作和性能。与所述电容性阻抗和电感性阻抗相对应的所述谐振频率可以是所述并联谐振电路将在自由共振的情况下振荡的频率。所述谐振频率可以被给出为：

其中，l是电感性阻抗的电感，并且c是电容性阻抗的电容。

根据本发明的任选特征，所述功率发射器被布置为响应于所述功率传输信号的加载的变化而改变所述第三时间间隔的持续时间。

这可以在许多实施例中允许所述电路快速地并且在大多数实施例中立即调整所述电路的操作以补偿所述操作场景的变化。

根据本发明的任选特征，所述功率发射器被布置为响应于所述功率发射器与所述功率接收器之间的耦合的变化而改变所述第三时间间隔的持续时间。

这可以在许多实施例中允许所述电路快速地并且在大多数实施例中立即地调整所述电路的操作以补偿所述操作场景的变化。

在一些实施例中，所述功率发射器被布置为响应于分量值(例如，容限或漂移)的变化而改变所述第三时间间隔的持续时间。

根据本发明的任选特征，所述功率发射器被布置为使所述第三时间间隔的结束时间和开始时间中的至少一项与所述并联谐振电路的信号的特性同步。

在许多实施例中，这可以提供有利的操作。具体地，其可以允许和/或促进系统对于导致谐振频率变化的改变而自动地调整。

根据本发明的任选特征，所述功率发射器被布置为响应于所述第二开关元件上的电压的过零而发起所述第三时间间隔。

在许多实施例中，这可以提供有利的操作。具体地，其可以允许和/或促进系统对于导致谐振频率变化的改变的自动调整。过零可以被认为是对应于其中来自正值的电压下降到低于阈值或者来自负值的电压增加到高于阈值的情况。所述阈值通常可以在从-1v至1v的区间内。

根据本发明的任选特征，所述功率发射器被布置为通过所述至少一个周期性驱动信号切换到与所述第一开关元件打开相对应的状态来终止所述第三时间间隔。

在许多实施例中，这可以提供有利的操作。具体地，其可以允许和/或促进系统对于导致谐振频率变化的改变的自动调整。具体地，所述第三时间间隔的开始时间可以响应于所述并联谐振电路的信号的特性满足了准则(诸如电压的过零)而确定，并且结束时间可以响应于将开关元件关断的周期性驱动信号而确定。因此，所述第三时间间隔的开始由所述并联谐振电路的振荡特性来给出，然而所述第三时间间隔的结束由所述驱动信号的计时给出。这可以允许调整所述并联谐振电路的有效谐振频率以匹配所述驱动频率。

根据本发明的任选特征，所述第二开关元件包括跟随所述过零进入导通状态的整流器。

这可以提供特别高效的操作并且可以提供适当地调整所述第三时间间隔的低复杂度的方法。进入所述导通状态的所述整流器可以提供所述第二开关元件的各端子之间的导通路径，因此使所述第二开关元件进入导通状态。因此，即使所述驱动信号对应于所述开关元件的打开状态，所述整流器也可以闭合所述开关元件。所述整流器可以是二极管。

根据本发明的任选特征，所述第二开关元件包括被耦合在所述第二开关元件的所述第一端子与所述第二端子之间并且被布置为响应于所述至少一个周期性驱动信号而进行切换的场效应晶体管；并且所述整流器由所述场效应晶体管的体二极管形成。

这可以提供非常高效并且低复杂度的实施方案。

根据本发明的任选特征，所述驱动信号的占空比独立于所述第三时间间隔的持续时间。

在许多场景和实施例中，这可以提供有利的操作和/或实施方案。所述占空比通常可以超过50％。

根据本发明的任选特征，所述驱动器被布置为响应于所述第三时间间隔的持续时间而改变所述驱动信号的占空比。

在许多场景和实施例中，这可以提供有利的操作和/或实施方案。所述占空比通常可以超过50％。

根据本发明的一方面，提供了一种用于无线功率传输系统的操作的方法，所述无线功率传输系统包括：功率接收器，其用于经由无线感应功率传输信号从所述功率发射器接收功率传输；所述功率发射器包括：并联谐振电路，其至少包括电容性阻抗和电感性阻抗，所述电感性阻抗包括：发射器线圈，其用于生成所述功率传输信号；电源，其具有灌电流端子以及用于向所述并联谐振电路提供电流的至少一个拉电流端子，所述电源被布置为限制从所述拉电流端子汲取的电流的变化率；第一开关元件，其具有被耦合到所述并联谐振电路的第一端部的第一端子以及被耦合到所述灌电流端子的第二端子；第二开关元件，其具有被耦合到所述并联谐振电路的第二端部的第一端子以及被耦合到所述灌电流端子的第二端子；驱动器，其用于生成所述第一开关元件和所述第二开关元件的至少一个周期性驱动信号；所述方法包括：所述驱动器生成所述至少一个周期性驱动信号，使得每个周期包括：其中所述第一开关元件被闭合并且所述第二开关元件被打开的第一时间间隔、其中所述第一开关元件被打开并且所述第二开关元件被闭合的第二时间间隔；以及其中所述第一开关元件和所述第二开关元件两者都被闭合的第三时间间隔，所述第三时间间隔处在所述第一时间间隔与所述第二时间间隔之间。

本发明的这些和其他方面、特征和优点将从在下文中所描述的(一个或多个)实施例而显而易见并且参考在下文中所描述的(一个或多个)实施例得以阐述。

附图说明

将仅通过范例的方式参考附图来描述本发明的实施例，在附图中：

图1-4图示了根据现有技术的使用半桥逆变器或全桥逆变器的功率发射器布置的范例；

图5图示了根据本发明的一些实施例的功率传输系统的元件的范例；

图6图示了根据本发明的一些实施例的用于功率发射器的输出电路的元件的范例；

图7图示了根据本发明的一些实施例的用于功率发射器的输出电路的信号的范例；

图8-12图示了根据本发明的一些实施例的用于功率发射器的输出电路的元件的范例；

图13图示了具有体二极管的示图mosfet；

图16-20图示了根据本发明的一些实施例的用于功率发射器的输出电路的信号的范例；

图21图示了功率接收器和功率发射器的信号的范例；并且

图22图示了根据本发明的一些实施例的功率接收器和功率发射器的信号的范例。

具体实施方式

下文的描述聚焦于适用于利用诸如从qi规范已知的功率传输方法的无线功率传输系统的本发明的实施例。然而，将意识到，本发明并不限于本申请，而是可以适用于许多其他无线功率传输系统。

图5图示了根据本发明的一些实施例的功率传输系统的范例。所述功率传输系统包括功率发射器501，功率发射器501包括(或者被耦合到)发射器线圈/电感器503。所述系统还包括功率接收设备505，功率接收设备505包括(或者被耦合到)接收器线圈/电感器507。

所述系统提供从功率发射器501到功率接收设备505的无线感应功率传输。具体地，功率发射器501生成无线感应功率传输信号(还被称为功率传输信号或者感应功率传输信号)，其由发射器线圈或电感器503作为磁通量来传播。所述功率传输信号通常可以具有大约20khz到大约500khz之间的频率，并且常常对于qi兼容的系统而言通常在从95khz到205khz的范围内(或者例如对于高功率厨房应用而言，频率例如通常可以在20khz到80khz之间的范围内)。发射器线圈503和功率接收线圈507被松散地耦合并且因此功率接收线圈507从功率发射器501拾取功率传输信号(的至少一部分)。因此，经由从发射器线圈503到功率接收线圈507的无线感应耦合将功率从功率发射器501传输到功率接收设备505。术语功率传输信号主要被用于指代发射器线圈503与功率接收线圈507之间的感应信号/磁场(磁通量信号)，但是通过等效性将意识到，其还可以被认为并且被用作对被提供到发射器线圈503或者由功率接收线圈507拾取的电气信号的参考。

在范例中，功率接收设备505具体是功率接收器，其经由接收线圈507接收功率。然而，在其他实施例中，功率接收设备505可以包括金属元件，诸如金属加热元件，在该情况下，功率传输信号诱发导致对所述元件的直接加热的涡电流。

所述系统被布置为传输显著的功率水平，并且具体地，在许多实施例中，所述功率发射器可以支持超过500mw、1w、5w、50w、100w或500w的功率水平。例如，对于qi对应的应用而言，所述功率传输通常可以在针对低功率应用的1-5w功率范围内，并且对于高功率应用(诸如，例如厨房应用)超过100w并且高达超过1000w。

在下文中，功率发射器501和功率接收设备505的操作将特定参考根据qi规范的实施例来描述(除了在本文中所描述的(或结果的)修改和增强之外)或者适于由无线充电联盟开发的较高功率厨房规范。具体地，功率发射器501和功率接收设备505可以遵循qi规范版本1.0、1.1或1.2的要素或者基本上与其兼容(除了在本文中所描述的(或结果的)修改和增强之外)。

在常规方案中，功率发射器的输出部通常包括谐振电路，所述谐振电路包括由全桥逆变器或半桥逆变器驱动的发射器线圈，如先前所描述的。

然而，在图5的系统中，使用不同的输出电路。在图6中图示了根据本发明的一些实施例的用于功率发射器501的输出电路的元件的范例。

在所述范例中，功率发射器501包括并联谐振电路601，并联谐振电路601包括并联耦合的电容性阻抗和电感性阻抗。所述电感性阻抗包括或者包含发射器线圈503。在图6的范例中，所述电感性阻抗由单个电感器(亦即，发射器线圈503)形成，并且所述电容性阻抗由单个发射器电容器603形成(在其他实施例中，其他配置是可能的，包括具有多个电感器或电容器的配置)。

所述电感性阻抗和所述电容性阻抗在谐振配置中并联地耦合。

为了清晰和简洁起见，下文的描述将聚焦于所述电感性阻抗是对应于发射器线圈503的(理想)电感器并且所述电容性阻抗是理想电容器603。为了简洁起见，发射器线圈503和电容器603对还将被称为共振部件。

将意识到，在其他实施例中，所述电感性阻抗可以被认为是表示任何例如一端口/两端子元件，其具有至少部分电感性阻抗(即，其具有电感性电抗分量)，或者换言之，其具有正虚部的复阻抗。

还将意识到，在其他实施例中，电容器603可以被认为是表示例如一端口/两端子元件，其具有至少部分电容性阻抗，即，其具有电容性电抗分量，或者换言之，其具有负虚部的复阻抗。

所述功率发射器还包括电源605，电源605向输出电路并且具体是向并联谐振电路601提供电流。电源605给至少一个拉电流端子和至少一个灌电流端子提供由电源所提供的从拉电流端子流动到灌电流端子的电流。在图6的电路中，所述拉电流端子被耦合到并联谐振电路601并且所述拉电流端子向并联谐振电路601提供电流。

所述电路还包括第一开关元件607，第一开关元件607具有被耦合到并联谐振电路601的第一端部的第一端子以及被耦合到电源605的灌电流端子的第二端子。在范例中，所述第一端子被直接连接到并联谐振电路601的第一端部(直接连接到发射器线圈503和电容器603的连结部中的一个)，并且所述第二端子被直接连接到所述灌电流端子。然而，将意识到，在其他实施例中，所述耦合可能不是直接连接，而是可以提供包括其他中间部件的电流路径。

类似地，所述电路还包括第二开关元件609，第二开关元件609具有被耦合到并联谐振电路601的第二端部的第一端子以及被耦合到电源605的灌电流端子的第二端子。在范例中，所述第一端子被直接连接到并联谐振电路601的另一端部(直接连接到发射器线圈503和电容器603的另一连结部)，并且所述第二端子被直接连接到所述灌电流端子。然而，将意识到，在其他实施例中，所述耦合可能不是直接连接，而是可以提供包括其他中间部件的电流路径。

因此，电源605被布置为向并联谐振电路601提供功率并且具体地提供电流。此外，其被布置为限制从所述拉电流端子汲取的电流的变化率，即，其被布置为限制被提供到并联谐振电路601的电流。因此，电源605并不试图使用潜在无限制的电流提供恒定电压的电压源。相反，根据例如端子上的电压来限制或给出电流的变化率。

在一些实施例中，所述限制可以取决于拉电流端子的电压(例如，相对于灌电流端子)。例如，电流或者电流的变化率可以是单调的并且特别是拉电流端子电压的线性函数。

因此，在所述范例中，从拉电流端子汲取的电流的变化率di/dt可以根据端子上的电压vt给出：

其中，函数f(x)是x的单调递减函数。在许多实施例中，所述函数可以是基本上线性的函数，诸如：

其中，i’和k是适合的设计参数。

作为特定范例，电源605可以包括电压源与拉电流端子之间的电感器。在这样的范例中，由拉电流端子提供的电流由下式给出：

其中，l是电感器的电感，vt是拉电流端子的电压，并且vdc是内部电压源的dc电压。

将意识到，在其他实施例中，变化率限制可以通过其他器件(诸如，例如通过固态电路或者微控制器电流调节电路)来实施。

此外，所述电路包括驱动器611，驱动器611被布置为驱动开关元件607、609。因此，驱动器611生成开关元件607、609的开关或驱动信号，使得这些开关元件在适当的时间切换状态。将意识到，在许多实施例中，可以针对开关元件607、609中的每个开关元件生成分离的驱动信号。然而，在一些实施例中，可以仅生成单个驱动信号并且将其用于对开关元件607、609两者进行切换。例如，可以生成具有四个不同的可能电平的驱动信号，其中，每个电平对应于两个开关元件607、609的四种可能开关配置中的一种。这两个开关元件可以被馈送相同的信号并且因此进行切换。

所述驱动信号是具有重复图案的周期性驱动信号。因此，开关元件607、609重复地/周期地进行切换。具体地，周期可以包括其中第一开关元件607被打开(即，提供较高的阻抗并且通常对应于基本上开路)并且第二开关元件609被闭合(即，提供较低的阻抗并且通常对应于基本上闭路)的第一时间间隔。在该第一时间间隔期间，并联谐振电路601执行第一半振荡周期(的至少一部分)。

另外，所述周期还可以包括其中第一开关元件607被闭合(即，提供较低的阻抗并且通常对应于基本上短路)并且第二开关元件609被打开(即，提供较高的阻抗并且通常对应于基本上开路)的第二时间间隔。在该第二时间间隔期间，并联谐振电路601执行第二半振荡周期(的至少一部分)。

两个时间间隔因此对应于相反的并且对称的开关配置，并且这些耦合并联谐振电路601，使得其在第一时间间隔中执行振荡的第一半并且在第二时间间隔中执行振荡的第二半。因此，开关元件607、609的循环切换能够使得并联谐振电路601振荡。

在所谓的royer振荡器或royer逆变器中执行相关的操作。在这样的电路中，所述电感器具有其中由从(一个或多个)主电感器绕组生成的磁场诱发电压的额外绕组。该电压在royer配置中被用于控制开关。所述系统可以提供非常低复杂度的振荡，其中，开关的计时由电感器信号自动地控制，使得振荡自动地发生。royer振荡器具有低复杂度并且可靠并且例如被用于为紧凑型荧光灯(cfl)提供适合的电压的优点。

图6的方案可以提供从royer振荡器已知的优点中的一些优点。具体地，所述方法可以在开关元件607、609的节点和发射器线圈503的端子两者处提供基本上减小的电压变化率(dv/dt)。此外，其可以提供在开关元件607、609的端子处的定义明确的峰值电压。

然而，常规royer振荡器或逆变器还具有许多缺点。具体地，操作频率严重取决于分量值，诸如电感器的饱和效应或者电容器和电感器的值等。这常常可能是有问题的，因为分量容限和漂移等将对所得到的操作频率具有显著的影响。此外，其控制谐振频率非常困难并且这必须常常实际上通过选择分量值并且接受谐振频率的任何所得到的不确定性和变化来控制。

这可能是诸如根据qi规范的原理的无线功率传输系统中的显著问题，其中，谐振频率应当被仔细地控制以调整功率传输特性和/或使效率最大化。

这样的系统的具体问题在于：耦合到功率接收器不仅通常是未知的而且通常也基本上并且常常快速地并且不可预测地变化。例如，用户可能突然移动所述功率接收器。加载的改变将导致发射器线圈的有效电感的改变并且这会导致谐振频率的显著改变。这会导致低效的功率传输或者可能例如导致过电压状况在功率接收器处发生，因为功率控制环将太慢以至于不能立即补偿所述改变。类似效果可以根据例如功率接收器处的负载的改变而发生。

在许多实施例中，图6的系统可以解决或者减轻这些缺点中的一个或多个缺点。

这是通过驱动所述电路的驱动信号来实现的，使得每个周期不仅包括其中一个开关元件被打开并且一个开关元件被闭合的第一时间间隔和第二时间间隔，而且还包括至少一个时间间隔，并且通常包括两个时间间隔，在所述时间间隔中，开关元件607、609两者都被闭合。

因此，在图6的电路中，每个(驱动器)周期包括其中并联谐振电路601执行谐振周期的第一半的至少一部分(并且通常基本上是谐振周期的全一半)的第一时间间隔、其中并联谐振电路601执行谐振周期的第二半的至少一部分(并且通常基本上是谐振周期的另一全一半)的第二时间间隔，以及至少其中开关元件607、609防止发射器线圈503和电容器603的至少一个状态改变的第三时间间隔。在该第三时间间隔中，并联谐振电路601上的电压可以具体被保持在基本上为零处(因为开关元件607、609两者都被闭合，即，处于导通状态)。

所述系统的优点进一步在于：被提供到并联谐振电路601的功率自动地适于由功率接收器从功率传输信号提取(以及损失)的功率。实际上，然而控制电流的变化率，绝对(平均)电流可以变化以提供所要求的功率。实际上，从电源提供的平均电流和功率可以自动地适于匹配从功率传输信号提取的功率的水平。

图7图示了可能在这样的系统中经历的并联谐振电路601上(并且因此，在发射器线圈503上)的电压的范例。在所述范例中，周期在t0处开始，其中，驱动器611将第一开关元件607切换到闭合状态并且将第二开关元件609切换到打开状态。并联谐振电路601利用关于典型的谐振行为从零增加并且然后落回到零的电压开始振荡。电压在t1处返回到零，在该点处，驱动器611进一步将第二开关元件609切换到闭合状态，使得开关元件607、609两者都处于闭合状态。因此，并联谐振电路601上的电压在零处保持恒定，并且有效地，并联谐振电路601被冻结在当前状态处。应当注意到，由于这还意指在发射器线圈503上的电压是零并且因此在其中电流维持恒定。

在时间t2处，驱动器611控制第一开关元件607打开，使得仅第二开关元件609现在闭合。因此，并联谐振电路601现在开始振荡的第二半(来自发射器线圈503的电流现在流到电容器503中)，其具有振荡的第一半的相反电压。在t3处，电压返回到零，并且驱动器611再次将第一开关元件607切换到闭合位置，使得开关元件607、609两者都被闭合。这再次冻结并联谐振电路601并且停止振荡。在t4处，驱动器611再次将第二开关元件609切换到打开位置，从而开始下一周期。

因此，在所述范例中，在其中第一开关元件607被闭合并且第二开关元件609被打开的第一间隔对应于从t0到t1的间隔，在其中第一开关元件607被打开并且第二开关元件609被闭合的第二间隔对应于从t2到t3的间隔，并且在其中开关元件607、609两者都被闭合的第三间隔对应于从t1到t2的间隔或者从t3到t4的间隔。

如由图7例示的图6的电路的操作的效果在于：由于对开关元件607、609的驱动以及添加“冻结”间隔造成的并联谐振电路601与具有1/(t4-t0)的谐振频率(从此被称为有效谐振偏离)而不是由自由运行谐振给出的频率(从此被称为自然谐振频率)的并联谐振电路类似地表现：

其中，l是发射器线圈503的(有效)电感，并且c是电容器603的电容。

因此，不是输出电路利用由分量值直接给出的谐振频率来操作，图6的电路的操作提供由周期的间隔的计时而确定的有效谐振频率。因此，能够通过修改其中开关元件607、609两者都被打开并且因此其中并联谐振电路601被冻结的时间间隔的计时来简单地修改所述谐振频率。因此，每个周期包括其中谐振暂时被冻结的时间间隔。这些间隔表示每个周期间隔/周期的部分并且将从此为了简洁起见将被称为部分时间间隔。

在所述系统中，驱动器611可以通过调整所述部分时间间隔的持续时间来调节所述有效谐振频率。这可以提供对有效谐振频率的非常高效并且准确的控制。例如，如果所述系统调整所述部分时间间隔的持续时间以补偿自然谐振频率的变化(例如，由于分量容限)，则能够实现恒定有效谐振频率。

作为特定范例，用户可能突然移动功率接收器导致耦合的改变以及因此发射器线圈503的有效电感的改变。这将导致改变的自然谐振频率并且第一时间间隔和第二时间间隔(半振荡)将改变持续时间。然而，如果所述系统对应地改变部分时间间隔的持续时间，使得总体周期时间不变，则所述有效谐振频率将保持恒定。此外，如将描述的，在许多实施例中，这样的调整可以有效地在低复杂度的情况下并且基本上立即地实现。因此，不管例如耦合或加载的改变，所述方法允许用于例如保持功率发射器谐振频率恒定的非常有效并且准确的方法。这可以提供显著的优点。例如，其可以防止或者减少起因于例如功率发射器与功率接收器之间的耦合的突然改变而造成的功率接收器中的过电压效应。

例如，如果功率接收器侧的开关s突然断开，那么过电压可能在功率接收器处发生。这样的过电压可能是相当显著的，并且在一些场景中可能甚至潜在地引起功率接收器处的事故或故障。然而，在所描述的方法中，所述系统将自动地并且立即地适于改变的负载状况并且因此可以基本上减轻过电压问题。

作为另一范例，所述方法可以提供例如使用功率传输信号的频率调制(fm)的系统中的经改善的操作。实际上，并非驱动/操作频率的改变归因于与谐振频率改变的接近度而导致显著的幅度变化，而是当前系统固有地调整有效谐振频率以跟随驱动频率。因此，有效地，所述功率发射器继续或者甚至当驱动频率改变时在谐振频率处操作。这导致基本上减少的fm到am转换并且因此提供了经改善的通信并且更高效的功率传输。此外，减小的幅度变化可以促进对例如由功率接收器应用到功率传输信号的负载调制的检测。

在一些实施例中，发射器线圈503可以具有中心抽头，并且电源605可以将电流提供给该中心抽头。在图8中图示了这样的范例。在范例中，发射器线圈503能够被感知为分成两个分离的传输子线圈，其中，来自电源605的(限制的)电流被提供到这些子线圈的连接部。所述开关可以如先前所描述地操作，这导致具有对应于第一半振荡的第一间隔、对应于第二半振荡的第二间隔以及其中这两个开关都被打开并且并联谐振电路601利用恒定电压冻结的(一个或多个)第三(并且可能地更多)时间间隔的周期。

在其他实施例中，所述电源可以具有两个电源输出，所述两个电源输出被耦合到并联谐振电路601的相对端。在图9中图示了这样的范例。

因此，在该方案中，电源605包括被耦合到并联谐振电路601的第一端部的第一拉电流端子以及被耦合到并联谐振电路601的第二端部的第二拉电流端子。两个拉电流端子个体地/独立地具有受限的电流变化率。因此，对被施加在第一端子上的电流的速率的任何限制独立于另一端子上的状况(并且反之亦然)。例如，从第一端子汲取的电流的变化率不取决于从第二端子汲取的电流或者第二端子的电压(并且反之亦然)。

先前相对于单个拉电流端子所提供的描述可以被个体地应用到图9的范例的拉电流端子中的每个拉电流端子。

再次地，驱动器611可以被布置为如先前所描述地生成驱动/开关信号，即，驱动信号可以被生成以提供具有对应于第一半振荡的第一间隔、对应于第二半振荡的第二间隔以及其中这两个开关都被打开并且并联谐振电路601利用恒定电压冻结的(一个或多个)第三(并且可能地更多)时间间隔的周期。

在许多实施例中，所述电源可以包括与输出端子串联的输出电感器。实际上，在许多实施例中，所述电源可以(针对每个输出端子而言)包括输出电感器，所述输出电感器被耦合到电压源(并且特别是恒定电压源)。在图10和图11中图示了这样的实施方案的范例。

电感器固有地是限流元件，然而电压源(特别是恒压电源)固有地不是电流受限的。然而，电感器与电压源串联的组合固有地通过被限制的电流的变化率而提供电流限制。实际上，如先前所提到的，电感器的电流的变化率由以下等式给出：

其中，l是电感器的电感，vt是拉电流端子的电压，并且vdc是内部电压源的dc电压。

因此，即使端子电压vt基本上为零，例如由于对应的开关元件被闭合，电流也将随着如下给出的速率而增加：

所述电感器通常可以被选择为具有足够高的电感以导致在周期的间隔期间的电流改变是相对低的。

在许多实施例中，使用电感器控制电流可以提供有利的性能。具体地，其可以提供低复杂度和具有低损耗的高效电流提供(例如，与使用电阻器或者许多恒定电流电路相比较)。

在所描述的电路中，所述功率发射器修改并联谐振电路601的谐振周期以包括其中电路的状态通过两个开关元件607、609同时都被打开而保持静态的部分时间间隔。因此，经修改的周期时间比自由运行并联谐振电路601的自然周期时间更长，并且因此实现比自然谐振频率更低的有效谐振频率。

并联谐振电路601将被设计为具有比驱动器的期望的操作频率更高的自然谐振频率，并且实际上将通常被设计为使得最坏情况的自然谐振频率(即，考虑耦合、分量容限、漂移等的效应)将总是比最高期望的操作频率更高。这将允许有效谐振频率适于等于操作频率。

在许多实施例中，针对周期性驱动信号的周期的周期持续时间并且因此针对并联谐振电路601的经修改的操作的周期时间将被设置为超过当自由地运行时针对并联谐振电路601的谐振周期时间不少于5％，或者在一些实施例中有利地不少于10％、15％、20％或者甚至30％。因此，部分时间间隔形成周期的基本部分，并且这提供能够有效地补偿耦合、加载、容限、漂移等的实际上经历的变化的相对大的适配范围。

在许多实施例中，(一个或多个)部分时间间隔的持续时间分别不超过驱动信号的周期时间(以及有效谐振周期时间)的总持续时间的30％、40％、50％或60％。这可以确保并联谐振电路601仍然展示出对应于自由运行谐振电路的许多特性(并且因此例如提供高效的功率传输)。

在许多实施例中，功率发射器501被布置为使部分时间间隔的结束时间和开始时间中的至少一项与并联谐振电路的信号的特性同步。例如，在先前所描述的方法中，驱动器611被布置为使得引起开关元件607、609两者接近于与并联谐振电路601上的电压的过零对齐的开关信号同步。这例如可以通过包括检测电容器电压的绝对值何时下降到低于非常接近于零的阈值的感测电路来实现。

作为另一范例，所述系统可以包括感测通过发射器线圈503的电流的电流传感器。所述电容器上的电压的过零对应于通过发射器线圈503的电流的峰值并且因此这可以被检测并且被用于设置针对(一个或多个)部分时间间隔的开始时间。

在许多实施例中，所述部分时间间隔的开始时间可以被设置为基本上与并联谐振电路601上的电压的过零对齐(即，如果并联谐振电路601尚未由部分时间间隔中断，则电压到达与电压的极性的改变相对应的零伏特)。此外，所述部分时间间隔的结束时间可以利用与期望的有效谐振频率相对应的频率来设置。因此，例如第一开关元件607断开的后续时间之间的时间可以被设置等于期望的有效周期时间。该时间间隔可以独立于并联谐振电路601的信号，并且具体地可以独立于当前发生的实际振荡的速度，即，其可以独立于并联谐振电路601的当前自然频率。因此，其可以独立于电流加载、确切的分量值等。

实际上，这样的方法将导致这样的系统：其中，部分时间间隔的开始由当被允许自由地谐振时的并联谐振电路601的当前即时谐振操作来确定，而所述部分时间间隔的结束独立于该操作并且仅利用固定频率来设置。因此，所述系统将自动地调整部分时间间隔，以具有导致对应于期望的操作频率的总体周期时间的持续时间。

在许多实施例中，部分时间间隔的开始因此可以被设置为与并联谐振电路601上的电压的过零对齐，而所述部分时间间隔的结束可以通过驱动开关元件607、609中的至少一个开关元件从闭合状态切换到打开状态的驱动信号来设置。所述驱动信号可以被布置为利用与期望的操作频率/有效谐振频率相对应的频率生成该转换。

先前的描述已经聚焦于调整特定驱动信号以使得开关元件607、609在所述部分时间间隔的开始和结束处切换。然而，在一些实施例中，开关元件607、609可以自动地检测并联谐振电路601的特性并且因此切换状态。具体地，不是调整所述驱动信号以在发生过零时具有转换，而是所述开关可以在并联谐振电路601上的电压低于阈值时自动地切换到闭合状态。

在许多实施例中，这样的操作可以通过使用整流器以低的复杂度来实现。例如，图12图示了图6的系统可以如何被修改为包括自动地将开关元件607、609接通以开始部分时间间隔的整流器。在范例中，整流器1201、1203被添加到受控制的开关(整流器被认为是相应开关元件607、609的一部分，但是将意识到，其同样可以被认为是例如驱动器611的一部分)。

该电路的操作可以通过考虑图7来理解。在时间点t0处，驱动器611改变针对第一开关元件607的驱动信号，使得这切换到打开状态。这导致流动通过发射器线圈503(其由于其上的电压基本上为零在部分时间间隔期间已经被冻结在恒定非零值处)的电流被引导到电容器603，这导致电容器603上的电压逐渐增加。这当然还意指发射器线圈503上的电压增加并且这引起减少通过发射器线圈503的电流的电流改变(di/dt)。因此，通过发射器线圈503的电流减少。在某个阶段，通过发射器线圈503的电流将达到零，即，其将改变方向。这对应于电容器电压中的峰值。电流现在将在另一方向上流动并且因此离开电容器603，并且因此在电容器603上的电压将减小。然而，电容器电压仍然是正的，因此通过发射器线圈503的电流将继续增加并且电压将继续减小(以增加的速率)。

这将继续直到并联谐振电路601/电容器603上的电压达到零(或者相反针对诸如二极管的典型非理想整流器稍微低于零)。这时，整流器/二极管1201将接通并且将通过第二开关元件609和整流器1201形成电流路径。因此，有效地，开关元件607、609两者现在将被闭合并且形成将并联谐振电路601上的电压冻结在基本上为零处的电流路径。因此，整流器1201的接通对应于t1以及部分时间间隔的开始。

情况现在不变，直到当第二开关元件609断开时的t3。在该端处的情况与在t0处的情况对称地相同，并且因此，所描述的操作重复(但是其中并联谐振电路601上的电压和通过发射器线圈503的电路当然具有相反的符号)。

所述方案允许非常高效并且实际的操作，其允许低复杂度的控制和切换并且其还具有低分量计数。整流器1201、1203将针对并联谐振电路601的当前状况在适当的时间处自动地发起所述部分时间间隔，并且所述驱动信号能够被简单地设置为具有等于期望的操作频率的固定频率。所述驱动信号的占空比不是关键的并且实际上常常其可以被生成为具有固定的占空比(例如，比如说55％)。

特别有利的方案能够通过使用场效应晶体管(fet)(诸如特别是mosfet)实施所述开关元件来实现。实际上，这样的fet具有漏极与源极之间的固有体二极管，如由图13的fet等效电路证明的(对于n沟道fet而言)。在一些实施例中，开关元件607、609可以由fet形成，并且所述整流器可以由开关fet的体二极管来实施。因此，能够实现非常低的复杂度的实施方案，其直接适于并联谐振电路601操作状况的改变以通过利用具有等于期望的操作频率的频率(以及自动地与此对齐的有效谐振频率)的简单方波信号驱动fet来简单地提供恒定有效的谐振频率。

图14和图15图示了包括大多数所描述的特征的特定实施方案(图14还图示了针对功率接收器的等效电路，但是为了简洁起见这未在图15中重复)。所述电路可以为无线功率发射器提供非常高效而又低复杂度的输出电路。

除了低复杂度和高效驱动之外，所述电路还提供非常有利的特性。具体地，其展示了在并联谐振电路601的端点上的慢电压梯度(dv/dt)。同样地，在节点ua和ub处的峰值电压倾向于是定义明确的(u峰值≈π*udc)。由于跨c1的电压的幅度定义明确的事实，因而具有断开连接的负载的接收器侧的过电压是受限制的并且是可预测的。尽管并联谐振网络l1a-l1b&c1的阻尼在空载时消失，但是由于围绕电感器l2的固有电压控制环，因而跨发射器线圈的端子的电压被控制回到π*udc。

图14的电路包括具有中心抽头的发射器线圈l1。这对于在许多实施例中实施可能是不实际的，并且图15的经修改的电路可以避免这样的中心抽头。在该范例中，“电流源”线圈l2a和l2b被连接到并联谐振电路601的相应端部。尽管这增加了在逆变器中的部件的数量，但是该布置的益处可能是显著的。实际上，在不要求发射器线圈的抽头的情况下，其可以展示图14的方法的许多特性。实际上，其还可以展示在节点ua和ub处的慢的dv/dt和受限的峰值电压，并且可以确保在具有断开连接的负载的接收器侧的任何过电压是受限的并且是可预测的。

所述过电压改善可以通过图21和图22的范例来图示，其中，功率接收器负载在t＝5ms处断开。图21图示了针对常规全桥逆变器的模拟的范例。第一子图示出了谐振电路上的电压，其如能够看到的可以示出仅在负载被断开连接之后显著的增加。因此，发生高峰值电压。第二子图图示了负载转换。第三子图示出了功率接收器的输出电压。如能够看到的，这从标称5v剧烈地增加到超过12v的峰值。第四子图示出了逆变器的供电电压，因为这由所述系统的功率控制回路来控制。如能够看到的，该控制回路减小电压，但是这不能够防止在接收器处或者在谐振电路上的过电压状态。

图22示出了针对图15的电路的对应的范例。第一子图再次示出了并联谐振电路上的电压。如能够看到的，不存在过电压状况，但是相反峰值电压跟随在第四子图中所图示的供电电压udc。此外，如在第三子图中所示的，在所述功率接收器处的过电压显著减小，并且实际上峰值电压不增加高于6v很多。因此，实现了针对负载改变的经改善的性能和反应。

此外，所述电路为可以导致发射器线圈503的改变的有效电感的加载或耦合的变化提供极好和简单的补偿。实际上，所述方法将自动地调整所述部分时间间隔以具有必要的持续时间而将当前自然谐振频率修改到期望的有效谐振频率。因此，如果耦合或加载改变，则所述系统将自动地并且立即调整所述部分时间间隔的持续时间以补偿该改变。

在下文中，将更详细地描述图15的电路。

在实施方案中，如先前所描述的，对gate_1a和gate_1b的驱动信号进行控制，使得其引起在谐振储能电路的周期时间的部分期间对电压ua和ub的“冻结”。该“冻结”时间显著减小储能电路的谐振频率的改变和/或操作频率的改变的效果。

第一，如果不采用部分时间间隔，则将考虑操作。

作为特定范例，发射器的期望的谐振频率fres可以被设置为100khz并且耦合因子可以为零，即，k＝0(其意指在发射器附近没有接收器)。谐振储能电路的有效电感值lres然后能够根据以下公式来计算：

对于电容c1而言，这产生：

如果udc＝12v、l1＝12u、l2a＝l2b＝33u、fres＝100khz、fop＝100khz并且k＝0，在使用不具有部分时间间隔的直接驱动的情况下，针对c1的值变为250nf。驱动信号和电压波形然后可以如在图16中所示的。

基本上，mosfetm1a和m1b由各自具有50％的占空比的两个栅极驱动信号来驱动。此外，两个栅极驱动信号异相180度。如能够看到的，跨并联谐振储能电路的电压似乎是具有等于π*udc＝38v的峰值电压的几乎完美的正弦波(在一些范例中，一些瞬变开关效果可以引起对正弦波的一些失真)。

如果接收器被带到发射器附近，则耦合因子k不再是零。在图17中，针对k＝0、0.25和0.5分别示出对跨谐振储能电路电压的波形产生的影响。此外，图17图示了在针对接收器处的5v的电压u_rl所要求的电压udc的设置。

如果k＝0，则谐振储能电路电压是几乎完美的正弦波。输入电压udc等于12v的最大值，并且输出电压u_rl为零。

针对k>0，所述谐振储能电路电压不再是几乎完美的正弦波电压，而是示出了过零附近(特别是在k＝0.5处)的陡峭边缘。这归因于发射器线圈l1的有效电感由于接收器的加载而增加，并且因此所述并联谐振电路当fet被切换时尚未完成其半振荡。因此，在这种情况下，不再实现零电压切换。正弦波不再“适配”在100khz驱动方案内并且这将对例如emi具有实质的影响、导致增加的损耗等。此外，耦合因子k越好，则将输出电压u_rl控制到5v所需要的所要求的输入电压udc越低。

如果k>0，则两种机制开始起作用。第一，由于针对l1的电感值增加，因而所述谐振储能电路的有效电感值lres增加。如果l1在l3附近，则接收器线圈l3的铁氧体使得l1的电感值增加。第二，如果k>0，则所述接收器电路使所述并联谐振储能电路阻尼，并且使其电压波形失真。

为了使正弦波再次适配在驱动方案中，所述驱动频率需要被向下调节。这可以通过基于第二开关绕组被耦合到发射器线圈而在半振荡模式中操作逆变器来实现。其缺点在于：逆变器的操作频率变得依赖于耦合因子。这可能导致发射器谐振频率和接收器谐振频率显著彼此偏离并且这可能显著降低所述系统的总体效率。

然而，使用先前所描述的方案，并联谐振电路601的自然谐振频率可以替代地被向上移动，例如，通过减小电容器c1的值。对于l1＝12u、l2a＝l2b＝33u、fres＝110khz、fop＝100khz以及k＝0而言，针对c1的值变为150n。使用相同的驱动信号，可以替代地经历图18的信号。

在该范例中，每个过零与其中并联谐振电路上的电压被冻结在基本上为零处的部分时间间隔相关联，如先前所描述的。这是通过fet的体二极管和驱动信号的组合来实现的，其中，前者基于过零发起部分时间间隔，并且后者在适当的时间处终止所述部分时间间隔以得到期望的有效谐振频率。

如能够看到的，电压v(ua,ub)不再示出陡峭边缘或者阶跃变化，但是具有过零附近的“冻结”间隔。该方法再次允许所述系统使用零电压切换。尽管电压波形不是正弦波，但是其从emi视角仍然是友好的波形。

此外，如能够看到的，所述发射器的有效谐振频率被有效地并且自动地调谐以匹配驱动/操作频率。所述部分时间间隔的持续时间自动地适于匹配自然谐振周期的持续时间与期望的有效谐振周期持续时间之间的差。所述部分时间间隔实际上自动地适于补偿可能引起并联谐振电路的自然谐振频率的改变的负载或者耦合的改变。

同样地，在引入部分时间间隔的情况下，更多容限能够被允许用于谐振系统中的部件。这在图19中被示出。针对l1＝12u、l2a＝l2b＝33u、fop＝100khz以及k＝0.25而言，针对c1的值分别等于125n、150n和175n。

如所描述的，在许多实施例中，所述驱动信号的占空比可以独立于部分时间间隔的持续时间。实际上，如所描述的，所述驱动信号可以被用于设置所述部分时间间隔的结束时间，然而开始时间可以通过整流器接通来设置。在这样的实施例中，所述驱动信号因此可以被设置为具有与期望的操作频率相对应的恒定频率。此外，当整流器将自动地调整开关元件607、609以切换到闭合位置(通过在过零处导通)时，所述部分时间间隔不取决于驱动信号何时将开关元件607、609接通。因此，不需要调整占空比，但是相反能够采用低复杂度并且易于实施对固定占空比(诸如，例如55％)的使用。

然而，在一些实施例中，驱动器611可以被布置为响应于所述部分时间间隔的持续时间而改变占空比。这例如可以在如先前所描述的系统中完成，其中，驱动器611检测过零或者峰值电感器电流并且主动地控制驱动信号以在这样的时间处闭合开关元件607、609两者。

然而，对占空比的调整还可以在使用整流器的方法中执行。例如，针对图12的电路，整流器1201可以开始在整流器的阴极上的电压的过零时导通。其将然后保持在导通模式中直到开关s1由驱动信号接通。如果这粗略地直到开关s2被切换到打开状态时才发生，则整流器将针对全部部分时间间隔传导电流。然而，在整流器通常与电压下降相关联时，这将导致所述部分时间间隔的整个持续时间在整流器中的功率损失。

因此，在一些实施例中，驱动器611可以被布置为改变占空比，使得开关s1在部分时间间隔的结束之前(即，在开关s2被关断之前)被接通。这可能导致所述部分时间间隔的至少一部分由开关s1闭合而不是通过整流器1201导通来支持。由于开关中的功率损失通常低得多，因而这可以提供减少的总体功率损失。

例如，驱动器611可以感测流动通过整流器1201的电流，并且因此当这接通时，其然后可以在小延迟的情况下将开关s1接通。这将调整所述驱动信号的占空比以减少功率损失。

将意识到，然而本描述是参考图12的整流器/开关布置来提供的，其还直接地适用于使用fet和体二极管布置的实施方案。实际上，起因于接通的漏极/源极通道的功率损失远低于起因于流动通过体二极管的相同电流的功率损失，并且所述布置因此直接对应于参考图12所描述的布置。因此，调整占空比可以显著减少在fet中的功率损失，并且因此减少例如这些fet的加热。在许多实施例中，这可以是显著的优点，因为其可以减少针对例如热沉的需求的减少。

图20图示了在这样的实施例中的信号的范例。在所述范例中，针对fet的栅极的驱动信号具有60％的占空比。在该范例中，个体的部分时间间隔仍然由fet导通的体二极管发起。然而，在部分时间间隔期间的某个点处，针对对应的栅极的驱动信号继续进行由此将fet接通。因此，所述部分时间间隔的初始部分而言，第一fet通过其对应的驱动信号为高来接通，然而另一fet通过其体二极管来导通。在部分时间间隔期间的某个点处，第二fet的驱动信号变高，由此将漏源通道接通。因此，在所述部分时间间隔的该第二部分中，这两个fet被主动地驱动，这导致减少的功率耗散并且因此导致减少的损耗。所述部分时间间隔然后通过第一开关的驱动信号变低而终止，由此将第一fet关断。

将意识到，为了清晰起见，以上描述已经参考不同的功能电路、单元和处理器来描述本发明的实施例。然而，将明显的是，在不脱离本发明的情况下，可以使用不同的功能电路、单元或处理器之间的功能性的任何适合的分布。例如，被图示为由分离的处理器或控制器执行的功能性可以由相同处理器或控制器来执行。因此，对特定功能单元或电路的参考仅将被视为对用于提供所描述的功能性而并不是指示严格逻辑或者物理结构或者组织的适合的器件的参考。

本发明能够以任何适合的形式实施，包括硬件、软件、固件或者这些的任何组合。本发明可以任选地至少部分地被实施为在一个或多个数据处理器和/或数字信号处理器上运行的计算机软件。本发明的实施例的元件和部件可以以任何适合的方式物理地、功能地和逻辑地实施。实际上，功能可以被实施在单个单元中、在多个单元中或者作为其他功能单元的一部分。这样，本发明可以被实施在单个单元中或者可以物理地并且功能上被分布在不同的单元、电路和处理器之间。

尽管本发明已经结合一些实施例描述，但是其并不旨在限于本文阐述的特定形式。相反，本发明的范围仅由随附的权利要求来限制。另外，尽管特征可能看起来结合特定实施例来描述，但是本领域技术人员将认识到，所描述的实施例的各种特征可以根据本发明来组合。在权利要求中，术语包括不排除其他元件或步骤的存在。

此外，尽管被个体地列出，但是多个器件、元件、电路或方法步骤可以通过例如单个电路、单元或者处理器来实施。此外，尽管个体特征可以被包括在不同的权利要求中，但是这些特征可以可能被有利地组合，并且在不同的权利要求中的包括不隐含特征的组合不是可行和/或有利的。同样地，一种类别的权利要求中的特征的包括不隐含对该类别的限制，但是相反指示所述特征同样酌情适用于其他权利要求类别。此外，权利要求中的特征的次序不隐含特征必须工作的任何特定次序，并且具体地，方法权利要求中的个体步骤的次序不隐含步骤必须以该次序执行。相反，所述步骤可以以任何适合的次序执行。另外，单数参考并不排除多个。因此，对“一”、“一个”、“第一”、“第二”等的参考不排除多个。权利要求中的附图标记仅被提供为澄清范例不应当被解释为以任何方式限制权利要求的范围。